СОДЕРЖАНИЕ
Введение ................................................................................................................. 8
1. Аналитический обзор синхронных компенсаторов .................................. 9
1.1. Классификация источников вторичного питания ............................ 9
1.2. Анализ негативных влияний однофазный мостовой выпрямитель
на параметры питающей сети ..................................................................... 12
1.3.
Обзор
схемотехнических
решений
компенсированных
выпрямителей ................................................................................................ 13
1.4.
Обзор
схемотехнических
решений
компенсированных
выпрямителей с гальванической развязкой............................................ 24
Обзор
1.5.
схемотехнических
решений
безмостовых
компенсированных выпрямителей ........................................................... 26
Выводы ............................................................................................................ 29
2. Разработка и аналитическое описание двухканального безмостового
выпрямителя ...................................................................................................... 30
2.1.
Рассмотрения
возможных
схемотехнических
решений
двухканального безмостового выпрямителя ........................................... 30
2.2. Описание работы двухканального безмостового выпрямителя .. 33
2.3. Аналитическое описание и расчет параметров элементов
устройства ....................................................................................................... 37
Выводы ............................................................................................................ 50
3. Имитационное моделирование в среде Matlab/Simulink ........................ 51
3.1. Описание имитационной модели двухканального безмостового
выпрямителя ................................................................................................. 51
3.2. Описание системы управления двухканального безмостового
выпрямителя ................................................................................................. 59
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Изм Лист
№ докум
.
Разраб
Алешин Д.А.
Чивенков
А.И.
Н. Контр. Чивенков
А.И.
Утвердил Кралин
А.А.
Пров
Подпись Дата
Лит
Двухканальный безмостовой
выпрямитель
Лист
Листов
6
109
НГТУ ИНЭЛ
М17-ПЭ
3.3.
Результаты
моделирования
двухканального
безмостового
выпрямителя .................................................................................................. 78
3.3.1. Зависимости КПД и коэффициента искажений от ширины
гистерезиса .................................................................................................. 78
3.3.2. Зависимости КПД и коэффициента искажений от параметров
входного фильтра ........................................................................................ 94
Выводы ........................................................................................................... 103
Заключение ......................................................................................................... 105
Список литературы .......................................................................................... 106
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
7
ВВЕДЕНИЕ
Актуальность работы:
с увеличением потребителей постоянного тока возникают проблемы,
связанные с ухудшением качества питающей сети. Любой выпрямитель
является генератором высших гармоник. Для решение вышеперечисленных
проблем создано устройство обеспечивающее снижение влияния негативных
параметров потребляемого тока выпрямителей с общей нейтралью
потребителей малой и средней мощности на параметры качества напряжения
питающей сети.
Область применения:
выпрямители и корректоры коэффициента мощности офисного
оборудования и систем управления промышленных электронных устройств.
Цели работы:
разработка и исследование безмостового выпрямителя.
Основные задачи работы:
анализ существующих схемотехнических решений исследуемых
устройств;
разработка схемотехнического решения и аналитическое описание
двухканального безмостового выпрямителя;
имитационное моделирование в пакете Matlab/Simulink.
Научная новизна:
разработана новая схемотехническая реализация безмостового
выпрямителя.
Апробации работы:
21-ый международный научно-промышленный форум «Великие реки
(экологическая, гидрометеорологическая, энергетическая безопасность) 2019.
Публикации:
1)
Алешин Д.А. Двухканальный безмостовой выпрямитель / Д.А.
Алешин, А.И. Чивенков, Н.Н. Вихорев // Труды научного конгресса 21-го
Международного научно-промышленного форума Великие реки России.
2)
Решение о выдаче патент на полезную модель №2019107141/07
Безмостовой корректор коэффициента мощности / А.И. Чивенков, Н.Н.
Вихорев, Д.А. Алешин.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
8
1. АНАЛИТИЧЕСКИЙ ОБЗОР СИНХРОННЫХ
КОМПЕНСАТОРОВ
1.1. КЛАССИФИКАЦИЯ ИСТОЧНИКОВ ВТОРИЧНОГО
ПИТАНИЯ
На сегодняшний день каждое крупное здание, а тем более предприятия,
оснащено системой аварийного электроснабжения, в состав которой входят
аккумуляторные батареи (АКБ). Многие производства оснащены двигателями
постоянного тока (ДПТ) или станками ЧПУ. Также и электропривод получил
широкое распространение в производственной и бытовой сферах, от
небольшого электроинструмента до мощных промышленных агрегатов. В
основу устройства электропривода заложена система преобразователь
частоты – асинхронный двигатель.
Для заряда АКБ и работы ДПТ требуется источник постоянного
напряжения. Электропривод имеет звено постоянного тока, поэтому в данном
устройстве и других приборах, которым необходим источник постоянного
напряжения, требуется преобразователь, способный сформировать
постоянное напряжения на выходе, поскольку на территории нашей страны
нет промышленных сетей постоянного тока. Данная проблема решается путем
использования источников вторичного электропитания (ИВЭ), а именно
выпрямителей (преобразователи переменного напряжения в постоянное).
Выпрямители используются в различных бытовых устройствах,
системах заряда аккумуляторных батарей, импульсных источниках питания,
бесперебойных
источниках
питания,
гальванических
установках,
электротранспорте. С появлением преобразователей частоты и автономных
инверторов их сфера использования возросла, поскольку в данных
устройствах используется промежуточное звено постоянного тока.
На данный момент источники вторичного электропитания получили
широкое распространение, связанное с использованием во всех сферах
деятельности человека. Существенное развитие полупроводниковых
структур, интегральных микросхем и различных пассивных элементов
позволило увеличить КПД и диапазон входных напряжений устройств, при
этом уменьшив массогабаритные показатели. В последние годы стало
уделяться внимание вопросам энергоэффективности, энергосбережения и
повышения надежности работы устройств.
Системы вторичного электропитания структурно можно разделить на
три группы. Классификация систем вторичного электропитания представлена
на рисунке 1 [7].
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
9
Системы
вторичного
электропитания
Блоки
Источники
Блоки
коммутации и
вторичного
управления и
защиты
электропитания
контроля
Рисунок 1 ― Классификация систем вторичного электропитания
ИВЭ составляют основу систем вторичного электропитания и
предназначены для преобразования входной энергии переменного или
постоянного тока и обеспечения электропитанием отдельных устройств. ИВЭ
можно условно разделить на несколько групп, которые представлены на
рисунке 2.
Источники
вторичного
электропитания
Инверторы
Выпрямители
Конверторы
Рисунок 2 ― Классификация источников вторичного электропитания
Конверторы преобразуют постоянное напряжение одной величины в
постоянное напряжение другой величины.
Инверторы преобразуют постоянное напряжение в переменное.
Выпрямители, как отмечалось ранее, преобразую переменное
напряжение в постоянное.
По параметрам ИВЭ делятся следующим образом [7]:
1) по виду входной электроэнергии:
а) ИВЭ, работающие от сети однофазного переменного напряжения;
б) ИВЭ, работающие от сети многофазного переменного напряжения;
в) ИВЭ, работающие от сети постоянного напряжения;
г) ИВЭ, работающие от сетей постоянного и переменного напряжений;
2) по выходной мощности:
а) микромощные (до 1 Вт);
б) малой мощности (от 1 до 10 Вт);
в) средней мощности (от 10 Вт до 100 Вт);
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
10
г) повышенной мощности (от 100 до 1000 Вт);
д) большой мощности (свыше 1000 Вт);
3) по виду выходной электроэнергии:
а) ИВЭ, с выходом на переменном токе (однофазные и многофазные);
б) ИВЭ, с выходом на постоянном токе;
в) ИВЭ, с выходом на постоянном и переменном токе;
4) по номинальному значению выходного напряжения:
а) низкого напряжения (до 100 В);
б) среднего напряжения (от 100 В до 1000 В);
в) высокого напряжения (свыше 1000 В);
5) по степени постоянства выходного напряжения:
а) нестабилизирующие ИВЭ;
б) стабилизирующие ИВЭ;
6) по допустимому отклонению номинала выходного напряжения:
а) низкой точности (свыше 5%);
б) средней точности (от 1 до 5%);
в) высокой точности (от 0,1 до 1%);
г) прецизионные (менее 0,1%);
7) по пульсации выходного напряжения:
а) с малой пульсацией (ниже 0,1%);
б) со средней пульсацией (от 0,1 до 1%);
в) с большой пульсацией (свыше 1%);
8) по количеству выходов питающих напряжений:
а) одноканальные;
б) многоканальные;
9) по количеству выходов питающих напряжений:
а) одноканальные;
б) многоканальные;
10) по способу стабилизации напряжения:
а) ИВЭ с непрерывным регулированием;
б) ИВЭ с импульсным регулированием;
11) по методу стабилизации напряжения:
а) параметрические ИВЭ;
б) компенсационные ИВЭ.
Еще одним важным параметром устройства при питании его от сети 220
В при отсутствии гальванической развязки, который не вошел в данный
перечень, является наличие общей нейтрали сети и нагрузки. Данное условие
важно с точки зрения электробезопасности, поскольку даже при небольшом
выходном
напряжении,
человек,
работающий
с
данным
электрооборудованием, может оказаться под потенциалом сети, что может
привести к травмам или летальному исходу. Все требования к электрическим
установкам и работам с ними описаны в ПУЭ (правила эксплуатации
электроустановок).
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
11
1.2. АНАЛИЗ НЕГАТИВНЫХ ВЛИЯНИЙ ОДНОФАЗНЫХ
МОСТОВЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ НА ПАРАМЕТРЫ
ПИТАЮЩЕЙ СЕТИ
Простейшей реализацией схемотехнической реализацией однофазного
выпрямителя является однофазный мостовой выпрямитель. Простейшая схема
однофазного мостового выпрямителя с емкостным фильтром приведена на
рисунке 3 [9].
VD1
VD2
C1
Uc
VD3
Z1
VD4
Рисунок 3 ― Однофазный мостовой выпрямитель с емкостным фильтром
Данная схема позволяется потреблять ток из сети в оба полупериода, что
исключает появление постоянной составляющей, которая приводит к
подмагничиванию сердечника силовых трансформаторов.
Однако в мостовых выпрямителях требование наличия общей нейтрали
сети и нагрузки выполнить невозможно, нейтрали развязаны диодами,
образующими
мост.
Единственным
решением
для
обеспечения
электробезопасности человека является установка входного понижающего
трансформатора. Однако это не единственная проблема данных
преобразователей.
При использовании только мостового однофазного выпрямителя с
емкостным фильтром наблюдается потребление несинусоидального тока от
питающей сети. Форма тока представлена на рисунке 4 и обозначена IVD,
форма напряжения после моста также показана на рисунке и обозначена UVD,
форма напряжения на нагрузке обозначена Uн.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
12
Рисунок 4 ― Форма потребления тока однофазным мостовым
выпрямителем
Из рисунка 4 видно, что ток потребляется не весь полупериод, а
импульсами, что приводит к генерации высших гармонических составляющих
тока. При увеличении емкостей выходного конденсатора для уменьшения
коэффициента пульсаций напряжения на выходе, форма тока будет
ухудшаться, что приводит к уменьшению энергоэффективности установки, а
именно ухудшению cos(φ) и увеличению суммарного коэффициента гармоник
(total harmonic distortion (THD)). Проблему, связанную с THD и cos(φ), можно
частично решить, используя индуктивный или индуктивно-емкостной
фильтры. Однако использование этих элементов приводит к уменьшению
КПД устройства из-за увеличения потерь на фильтре. При это существует
следующая зависимость, чтобы получить коэффициент мощности близкий к 1
надо использовать дроссель с индуктивностью близкой к бесконечности, что
в свою очередь приводит к уменьшению КПД до нуля. Следовательно, чем
больше форма тока, потребляемого от сети, приближается к синусоидальной,
тем больше дроссель фильтра, и тем больше его массогабаритные показатели,
стоимость и потери в преобразователе. В диодном мостовом выпрямители
невозможно и регулирование выходного напряжения. Но, не смотря на все
недостатки, существуют два неоспоримых преимущества – это простота
реализации и минимальное количество элементов устройства.
1.3. ОБЗОР СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЙ РЕШЕНИЙ
КОМПЕНСИРОВАННЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Учитывая все недостатки и преимущества однофазного мостового
выпрямителя, существует метод его модернизации, который заключается в
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
13
использовании последовательно соединенного DC-DC преобразователя.
Данный тип устройств называется корректором коэффициента мощности
(ККМ) [5]. Разделить данные преобразователи можно в зависимости от типа
DC-DC преобразователя на выходе:
- на базе повышающего преобразователя;
- на базе понижающего преобразователя;
- на базе повышающе-понижающего преобразователя;
В зависимости от режима протекания тока через дроссель DC-DC
конвертера можно разделить преобразователи на работающие в режиме
прерывистого тока дросселя и непрерывного тока дросселя. Реализация
устройств, формирующих синусоидальный активный ток потребления, с
прерывистым током дросселя проще, поскольку требуется меньшая частота
работы ключа и легче задать форму потребляемого тока, что упрощает
алгоритм работы и систему управления в целом, однако в данном случае
требуются большие входные фильтры из-за больших пульсаций тока, по
сравнению с преобразователя, работающие в режиме непрерывного тока
дросселя. Амплитуда пульсаций влияет также на величину динамических
потерь. Изображения режима прерывистого и непрерывного токов дросселя
для данного типа преобразователя приведены на рисунках 5 и 6
соответственно [6].
Рисунок 5 ― Режим прерывистого тока дросселя
Как видно из рисунка 5 средний ток (Iср) повторяет форму напряжения
сети (Uc), вследствие чего улучшается cos(φ). Как следует из названия, ток
дросселя на короткий момент времени приравнивается к нулю, если разложить
ток дросселя в ряд Фурье, то амплитуды высших гармоник тока могут быть
соразмерны с амплитудой основной гармоники. Из-за данного недостатка
режим прерывистого тока не используется в установках средней и большой
мощности [8].
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
14
Рисунок 6 ― Режим непрерывного тока дросселя
В режиме непрерывного тока дросселя ток, протекающий через
индуктивность имеет синусоидальную форму, которая повторяет напряжение
сети, с наложенными высокочастотными пульсациями. Если сравнивать
режимом прерывистого тока дросселя с данным режимом, то последний имеет
меньший суммарный коэффициент гармоник. Однако при этом частота работы
силовых ключей, которые формируют ток дросселя, должна быть выше.
В итоге, учитывая перечисленные минусы и плюсы, большее
распространение получили преобразователи, работающие в режиме
непрерывного тока дросселя.
В качестве DC-DC преобразователя можно использовать, повышающий
понижающий и повышающе-понижающий преобразователи, как отмечалось
ранее. Однако повышающий преобразователь является наиболее популярной
топологией устройств, формирующий синусоидальный активный ток
потребления, по некоторым причинам.
Во-первых, с помощью него возможно получить напряжение на нагрузке
выше сетевого, в отличие от понижающего конвертора, что позволяет
увеличить диапазон рабочих выходных напряжений устройства.
Во-вторых, повышающий преобразователь имеет меньшие пульсации
тока по сравнению с понижающим и повышающе-понижающим
преобразователями, при одинаковых массогабаритных показателях и
одинаковой частоте работы.
В-третьих, понижающие и повышающе-понижающие преобразователи
зачастую работают в режиме прерывистого тока, который является наименее
оптимальным режимом.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
15
В-четвертых,
в
понижающем
и
повышающе-понижающем
преобразователях используются относительно большая индуктивность по
сравнению с повышающим конвертором из-за работы в режиме прерывистого
тока дросселя [13].
Проанализировав вышеупомянутые причины можно заключить, что
повышающий преобразователь, работающий в режиме непрерывного тока
дросселя, является основной топологией однофазных выпрямителей без
гальванической развязки с коррекцией коэффициента мощности.
Целью устройств, формирующие синусоидальный активный ток
потребления является обеспечение синусоидального тока потребления и
получение постоянного напряжения на выходе преобразователя.
Рассмотрим простейшую реализацию однофазного выпрямителя с
коррекцией коэффициента мощности. Как отмечалось ранее, принцип
построения схемы заключается в использовании на выходе мостового
выпрямителя, повышающего DC-DC преобразователя, работающего в режиме
непрерывного тока дросселя. В таких устройствах диодный мост используется
для получения выпрямленного напряжения, а DC-DC преобразователь для
уменьшения коэффициента пульсаций напряжения и обеспечения
потребления синусоидального тока из питающей сети. Дроссель используется
не только для сглаживания пульсаций тока, но для и накопления энергии, что
позволяет получить повышенное напряжение на нагрузке, также частота
работы устройства находится в диапазоне от десятка до сотен кГц, что
способствует уменьшению массогабаритных показателей реактивных
элементов.
Преобразователь относительно прост и регулирование коэффициента
мощности достигается с помощью надлежащих методов управления. Схема
устройства, формирующее синусоидальный активный ток потребления,
представлена на рисунке 7 [43]. Однако в данной топологии наблюдаются
относительно большие пульсации тока дросселя и пульсации тока выходного
конденсатора по сравнению с аналогичными преобразователями. Для
уменьшения пульсаций следует применять большие фильтры. Из-за потерь на
переключение в повышающем преобразователе и активных потерь в диодном
мосту, данная типология используется в маломощных устройствах.
Кроме того, при работе на высокой частоте существует ограничение,
связанное с временем восстановления запирающих свойств диодов, в
устройстве могут наблюдаться импульсы тока большой величины через
обратный диод при работе на больших частотах. При попытке увеличении
мощности устройства стоит вопрос, связанный с охлаждением элементов,
однако даже решив его КПД преобразователя меньше, чем у других
аналогичных устройств. В ходе анализа, все преобразователи будут
сравниваться с устройствами, формирующими синусоидальный активный ток
потребления, на базе повышающего инвертора [46].
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
16
L1
VD1
VD6
VD2
VD5
VT1
Z1
C1
Uc
VD3
VD4
Uупр
Рисунок 7 ― Схема устройства, формирующего синусоидальный
активный ток потребления, на базе повышающего преобразователя
Следующий тип устройств, формирующих синусоидальный активный
ток потребления, решает проблему больших пульсаций тока дросселя и
выходного фильтра. Устройство, формирующее синусоидальный активный
ток потребления, с чередованием повышающих преобразователей, показано на
рисунке 8 [12], представляет собой два повышающих преобразователя
параллельно связанных между собой и общим выходным емкостным
фильтром, но с сигналами управления, смещенными на 180 эл. градуса, что
позволяет удвоить выходную частоту пульсаций выходного конденсатора и
использовать меньший по емкости выходной фильтр [32]. Поскольку
пульсации тока дросселей смещены также на 180 эл. градусов, амплитуда
пульсаций на выходе становится меньше.
Входной ток равен сумме токов через дроссели L1 и L2, следовательно,
каждый ключ рассчитывается на половину тока нагрузки, что позволяет
использовать менее мощные транзисторы [20]. Однако остается проблема,
связанная с потерями в диодном мосте, которые по значениям схожи с
устройством, формирующим синусоидальный активный ток потребления, на
базе повышающего инвертора, динамические потери тоже схожи, поскольку в
одном случае используется один ключ на полный ток, а в другом два ключа на
половину тока.
Возможно использование большего количества параллельных
преобразователь для увеличения мощности. Их сигналы управления будут
смещены на 120 эл. градусов для 3 параллельных преобразователей, на 90 эл.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
17
градусов для 4 параллельных преобразователей, 72 эл. градусов для 5
параллельных преобразователей и т. д.
L1
L2
VD1
VD5
VD6
VD2
VT1
VT2
Uупр1
Uупр2
C1
Z1
Uc
VD3
VD4
Рисунок 8 ― Устройство, формирующее синусоидальный активный ток
потребления, с чередованием повышающих преобразователей
К недостаткам схемы устройства, формирующего синусоидальный
активный ток потребления, с чередованием повышающих преобразователей
можно отнести большее число элементов (дополнительный транзистор, диод
и дроссель), однако это не сильно увеличивает габариты, поскольку мощности
элементов примерно в два раза ниже. Также к недостаткам можно отнести
усложнение алгоритмов и системы управления, поскольку требуется
дополнительный сигнал.
Можно добавить, что КПД данного устройства при малых нагрузка
меньше чем у устройства, формирующего синусоидальный активный ток
потребления, на базе повышающего преобразователя, это связанно с
использованием большего количества элементов. Граничная частота работы
также ограничена временем восстановления запирающих свойств обратного
диода.
Следующий тип устройств, формирующих синусоидальный активный
ток потребления, имеет меньшие статические потери, поскольку использует
практически минимальное количество элементов в своем составе. В отличие
от устройств, формирующих синусоидальный активный ток потребления, на
базе повышающего преобразователя и с чередованием повышающих
преобразователей в следующем типе преобразователей в диодном мосте
нижняя стойка диодов заменена на стойку с ключевыми элементами, что
позволяет отказаться от использования выходного повышающего
преобразователя. Дроссель, отвечающий за формирование потребляемого
тока, может находится до или после моста. В данной схеме всегда существует
контур протекания тока дросселя при закрытых транзисторах, что позволяет
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
18
отказаться от диода VD6 на рисунке 7 и аналогичных ему диодов VD5 и VD6
на рисунке 8. Мостовое устройство, формирующее синусоидальный активный
ток потребления, представлено на рисунке 9 [29]. В данной топологии общее
число полупроводников уменьшено до четырех, следовательно, уменьшена и
величина статических потерь.
Ток в схеме всегда протекает только через два полупроводниковых
элемента, в предшествующих схемах число таких элементов было равно трем.
Анализируя преимущества, указанные ранее можно заключить что КПД
устройства выше, чем у его предшественников.
К недостаткам преобразователя по сравнению со схемой на рисунке 7
можно отнести усложнённую систему управления, поскольку существует два
сигнала никак не связанных между собой, как было в схеме на рисунке 8. В
данном устройстве уменьшаются только статические потери, динамические
же соизмеримы с предыдущими схемами. Пульсации тока дросселя находятся
на уровне первой схемы, следовательно, массогабаритные показатели фильтра
будут аналогичные при одинаковой мощности устройств. Частотные свойства,
как и в других схемах ограничены временем восстановления запирающих
свойств диодов. Существует существенная проблема в данном устройстве,
которая связана с использованием обратных диодов, интегрированных в
корпус транзистора [35]. На сегодняшнее время их параметры уступают
серийно выпускаемым диодам [27].
Проблема уменьшения величины пульсаций входного тока решается в
следующем типе преобразователей. Мостовое устройство, формирующее
синусоидальный активный ток потребления, с дополнительным дросселем,
представлено на рисунке 10, имеет меньшие пульсации тока дросселя
поскольку имеет дополнительный фильтрующий дроссель [40].
L1
VD1
VD2
C1
Uc
VT1
Z1
VT2
Рисунок 9 ― Мостовое устройство, формирующее синусоидальный
активный ток потребления
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
19
Преобразователю требуется меньший выходной фильтр, поскольку
имеется индуктивность [30]. В отличии от других схемы в данном устройстве,
формирующем синусоидальный активный ток потребления используются два
дополнительных диода, чтобы развязать индуктивности по току [21].
Однако при всех достоинствах ток всегда протекает через два
полупроводниковых элемента, как и в предыдущей схеме. КПД схемы
аналогично схеме на рисунке 9. О недостатках можно сказать следующее,
использование встроенных обратных диодов, динамические потери в
ключевых элементах.
L1
Uc
VD1
VD2
C1
L2
VD3 VD4
VT1
Z1
VT2
Рисунок 10 ― Мостовое устройство, формирующее синусоидальный
активный ток потребления, с дополнительным дросселем
В следующей схеме частично решена проблема, связанная с
повышенными динамическими потерями в преобразователе при работе на
высоких частотах. В устройствах данного типа используется мягкая
коммутация [39]. Данная схема проиллюстрирована на рисунке 11.
Используя дроссель L2, обеспечивается переключение при нулевом токе
транзисторов, что в свою очередь увеличивает КПД устройства [47].
Визуально видно, что данная схема сложнее предыдущих, также усложнена и
система управления данного преобразователя, поскольку используется уже
три транзисторных ключа с различными сигналами управления.
Требуются дополнительные токовые датчики для отслеживания нуля
тока транзисторов. Поскольку требуется знать, когда ток проходит через
нулевое значение, устройство должно работать на повышенных частотах в
районе 100 кГц, чтобы отследить ноль тока и отработать заданный алгоритм.
Недостатками устройства являются относительно большие пульсации
тока дросселя, встроенные в модуль транзистора обратные диоды,
увеличенные статические потери из-за использования дополнительных
элементов в преобразователе [45].
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
20
VD1
L1
VD2
VD6
VD3
L2
Uc
C1
VD4
VT2
VT1
Z1
VT3
Рисунок 11 ― Устройство, формирующее синусоидальный активный ток
потребления, с дополнительным дросселем с мягким выключением
Схема устройства, формирующего синусоидальный активный ток
потребления, с мягкой коммутацией на включение и выключение показана на
рисунке 12 [44].
Благодаря минимизации динамический потерь, возрастает КПД
устройства. Но схемотехническая реализация данного устройства сложная
инженерная задача.
VD6
VT1
L1
VD1
VD2
VD3
L2
Uc
C1
VD4
R1
C2
Z1
VD5
VT1
VT2
VT3
Рисунок 12 ― Устройство, формирующее синусоидальный активный ток
потребления, с мягким переключением
Поскольку используется резонансный контур, работающий на частотах
в районе 100 кГц, требуется учет паразитных эффектов, которые проявляют
себя на повышенных частотах [38]. Система управления должна формировать
импульсы трех ключей, при этом отслеживая нули тока и напряжения
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
21
ключевых элементов. К каждому транзистору требуется датчик напряжения и
тока. Пульсации входного тока дросселя в данной схеме никак не
уменьшаются, статические потери увеличиваются из-за использования
множества пассивных и полупроводниковых элементов, однако при этом
теоретическое КПД возрастает, поскольку динамические потери в данных
преобразователях являются основными. Проблема, связанная с обратным
диодом в модуле транзистора, может решаться с помощью использования
дополнительных цепей форсировки.
Преобразователь, позволяющий уменьшить пульсации тока дросселя
используя минимальное количество полупроводниковых элементов,
называется полумостовое устройство, формирующее синусоидальный
активный ток потребления, показано на рисунке 13 [35].
Преобразователь отличается от устройства на рисунке 9 тем, что
ключевые элементы уставлены не в верхнюю или нижнюю, а в правую или
левую стойку диодного моста. Данная схема не нуждается в дополнительной
индуктивности, как в преобразователях на рисунках 8 и 11, а также использует
всего 4 полупроводниковых элемента [18].
Данный преобразователь имеет все показатели на уровне с устройством
на рисунке 9 за исключением пульсаций тока дросселя, которые в два раза
ниже. Проблемы, связанные с использованием обратных диодов,
интегрированных в корпус транзистора и с динамическими потерями могут
решаться с помощью дополнительных цепей.
VD1
VT1
L1
C1
Uc
VD2
Z1
VT2
Рисунок 13 ― Полумостовое устройство, формирующее синусоидальный
активный ток потребления
Следующая топология преобразователей позволяет отказаться от
обратных диодов, которые находятся в корпусе транзисторов, и
продублировать их быстродействующими диодами [22].
Схема полумостового устройства, формирующего синусоидальный
активный ток потребления, с форсировкой обратных диодов приведена на
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
22
рисунке 14 [14]. Данное улучшение позволяет увеличить частоту работы
устройства. Однако статические потери будут больше чем в предыдущей
схеме из-за использования трех дополнительных дросселей [21, 23, 28, 31].
Также усложняется система управления устройством, поскольку следует
строго разграничивать полупериоды положительной и отрицательной
полуволн, и не допускать включения транзистора, который не должен
работать, во избежание аварийной ситуации.
Проблемы, связанные с динамическим потерями можно решить
добавлением пассивных элементов аналогично рисунку 12, но как уже
отмечалось это приведен к усложнению системы управления и увеличению
статических потерь. По всем другим параметрам преобразователь аналогичен
устройству, представленному на рисунке 9.
VD3
VD1
L1
VT1
L3
L2
Uc
VD2
VT2
C1
Z1
L4
VD4
Рисунок 14 ― Полумостовое устройство, формирующее синусоидальный
активный ток потребления, с форсировкой обратных диодов
Поскольку основные потери в данных преобразователях динамические,
их уменьшение резко повышает КПД, не смотря на увеличение статических
потерь [15, 19, 24, 25, 26, 37, 48]. Именно поэтому была предложена схема
устройства, формирующего синусоидальный активный ток потребления, с
уменьшенными динамическими потерями, представленная на рисунке 15 [33].
Но возникает ряд серьезных проблем, связанных с усложнением системы
управления, помнить о наличии паразитных элементов, которые следует
учитывать из-за использования резонансного контура. Поскольку существует
контур протекания L1-C1-C2-L2, при некорректном управлении и неточных
расчетов реактивных и паразитных элементов, возможна аварийной работе
устройства, поэтому требуется повышенная ответственность при
проектировании устройства. Все остальные параметры устройства
аналогичны преобразователю, представленному на рисунке 9.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
23
VD3
L1
Uc
C1
C2
L2
VD1 VD2
L3
VT1
C3
Z1
VT2
Рисунок 15 ― Устройство, формирующее синусоидальный активный ток
потребления, с уменьшенными динамическими потерями
Все вышеперечисленные преобразователи гальванически связаны с
питающей сетью и не имеют общего нейтрали сети и нагрузки, поэтому при
их использовании требуется повышенные меры предосторожности.
1.4. ОБЗОР СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЙ РЕШЕНИЙ
КОМПЕНСИРОВАННЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ С
ГАЛЬВАНИЧЕСКОЙ РАЗВЯЗКОЙ
Важным требованием в ряде случаев является наличие гальванической
развязки входа и выхода преобразователя. Данное условия связано с
обеспечением электробезопасности установки [17]. Простейшее решение
данной проблемы — это использование выпрямителя и последующее
использование инвертора вместе с трансформатором или использование
входного трансформатора. В данных устройствах также стоит вопрос о
увеличении коэффициента мощности и уменьшении высших гармонических
составляющих, выпрямители с устройством, формирующим синусоидальный
активный ток потребления, на базе повышающего инвертора с небольшими
модификациями в схеме отлично решают эту задачу.
Однако при использовании системы, включающей ККМ, инвертор и
неуправляемый выпрямитель, преобразование тока происходит за два этапа,
что приводит к увеличению потерь и использованию большего числа
элементов и, следовательно, увеличению стоимости устройства. Поэтому
были предложены однофазные одноступенчатые устройства, формирующие
синусоидальный активный ток потребления, с гальванической развязкой, где
преобразование тока происходит за один этап.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
24
Простейшая реализация преобразователя с гальванической развязкой
представлена на рисунке 16 [36]. Схема содержит устройство, формирующее
синусоидальный активный ток потребления, на базе повышающего
преобразователя, который имеет в своей цепи обмотку трансформатора,
вторая обмотка подключена к выходному неуправляемому выпрямителю.
L1
VD1
VD2
C2
Uc
VD6
VD7
VD8
VD5
C2
L2
Z1
C1
VT1
VD3
VD4
Рисунок 16 ― Устройство, формирующее синусоидальный активный ток
потребления, с гальванической развязкой
Индуктивность используется для формирования синусоидального тока
потребления, как и в предыдущих схемах. Конденсатор С1 нужен для
уменьшения пульсации напряжения между стороной выходного постоянного
напряжения и стороной переменного входного напряжения. Однако
напряжение этого конденсатора не регулируется, поскольку в данном типе
преобразователей это невозможно из-за того, что преобразование переменного
напряжения в постоянное и наоборот происходит за один этап.
В одноступенчатом конвертере может быть выбраны следующие
типологии повышающе-понижающий, прямоходовой или обратноходовой
конвертер. Обратноходовой DC-DC преобразователь является простейшим и
наиболее распространенным [42]. В нем минимальное число
полупроводников, что делает его выгодным для реализации с низкой
стоимостью. К недостаткам устройства можно отнести перенапряжение при
переключении ключа, большие динамические потери, а также потери в
диодном мосту. Также трансформатор имеет объемный сердечник, связанный
с необходимостью накопления энергии. КПД устройств с гальванической
развязкой всегда меньше, чем в аналогичных устройствах без нее.
Следовательно, данные преобразователи применяются в маломощных
специальных устройствах. Возможна модернизация преобразователя с целью
коммутации при нулевом токе и нулевом напряжении, а также замена двух
диодов в мосте на транзисторы. Следовательно, возможно использования
гальванической развязки во всех схемах, показанных ранее.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
25
1.5. ОБЗОР СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЙ РЕШЕНИЙ
БЕЗМОСТОВЫХ КОМПЕНСИРОВАННЫХ
ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Одним из способов обеспечения электробезопасности, как говорилось
раннее, является это использование общей нейтрали. Все преобразователи,
представленные ранее не способны этого обеспечить из-за использование
диодного моста на входе. Преобразователь, представленный на рисунке 17,
позволяет связать общий провод сети и общий провод нагрузки [2-4].
Также устройство обеспечивает переключение при нулевом токе и
нулевом напряжении, что позволяет минимизировать динамические потери,
но из-за использование резонансного контура, образованного элементами C1
и L2, увеличиваются активные потери, у устройства отсутствует диодный
мост, что позволяет немного уменьшить активные потери и снизить
количество полупроводниковых элементов. Однако к недостаткам данного
преобразователя можно отнести ограниченность его использование только на
большой частоте и требование использование ШИМ совместно с ЧИМ, что
усложняет систему управления [16]. Также недостатком является
использование обратных диодов, интегрированных в корпус транзистора,
различие алгоритмов работы и реактивных цепей по которым протекает ток
при отрицательном и положительном полупериодах питающей сети.
L1
С1
L2
VD2
VD1
С2
Uc
Z1
Рисунок 17 ― Безмостовое устройство, формирующие
синусоидальный активный ток потребления
Другой схемотехнической реализацией безмостового устройства,
формирующего синусоидальный активный ток потребления, является
преобразователь «Однофазный безмостовой корректор коэффициента
мощности» [10]. Она представлена на рисунке 18. Данная схема позволяет
получить на выходе любой уровень напряжения (от нуля до бесконечности) и
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
26
содержит инвертирующий и повышающе-понижающий преобразователи с
общим накопительным дросселем и выходным емкостным фильтром.
Принцип работы устройства заключается в следующем. На положительном
полупериоде при одновременном открывании управляемых вентилей 2 и 5
энергия запасается в индуктивном накопителе 4. Ток протекает по контуру
от фазы сети к нейтрали N: фаза сети – диод 1 - управляемый вентиль 2 индуктивный накопитель 4 - управляемый вентиль 5 – диод 9 - нейтраль
сети.
Рисунок 18 ― Однофазный безмостовой корректор коэффициента
мощности
При одновременном выключении вентилей 2 и 5 накопленная
энергия передается в нагрузку по цепи: нейтраль сети – диод 3 индуктивный накопитель 4 – диод 6 – конденсатор фильтра 7.
На отрицательном полупериоде накопление энергии в индуктивности
4 происходит при отпирании вентиля 5. Ток протекает по контуру:
нейтраль сети – диод 3 – индуктивный накопитель 4 – управляемый
вентиль 5 – диод 8-фаза сети.
При размыкании управляемого вентиля 5 энергия передается в
нагрузку по цепи: нейтраль сети – диод 3 – индуктивный накопитель 4 –
диод 6 – конденсатор фильтра 7.
В данной схеме сохраняется общая нейтраль сети и нагрузки. К
достоинствам схемы можно отнести отсутствие резонансных контуров,
алгоритм управления в отрицательный и положительный полупериоды
одинаковый, использование общего индуктивного накопителя. К
недостаткам схемы относится большое количество последовательно
соединенных полупроводниковых элементов, что увеличивает статические
и динамические потери в преобразователе.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
27
Схема сетевого выпрямителя с корректором коэффициента мощности
представлена на рисунке 19 [11]. Данная схема содержит полумостовой
инвертор напряжения, индуктивные накопители и цепи коммутации.
Преобразователь позволяет формировать синусоидальный активный ток
потребления, получая на выходе двухполярное выпрямленное напряжение.
Рисунок 19 ― Сетевой выпрямитель с корректором коэффициента
мощности
Принцип работы аналогичен схеме на рисунке 13. Поскольку в
сетевом выпрямителе с корректором коэффициента мощности на выходе
установлены две емкости с общей точкой, которая связана с нейтралью
сети, схема упрощается, а именно отсутствуют два диода, которые были на
рисунке 13, однако из-за добавления коммутационных элементов схема в
разы усложняется. К недостаткам схемы можно отнести излишнее
количество полупроводниковых элементов. Также данная схема при
работе при одном выходном конденсаторе не имеет общей нейтрали сети
и нагрузки.
В таблице 1 представлен сравнительный анализ устройств,
представленные на рисунках 7-19. В ходе анализа были выделен ряд
критериев, которыми обладает та или иная схема, а именно общая нейтраль,
минимизация активных потерь, минимизация динамических потерь на
выключение, минимизация динамических потерь на выключение, уменьшение
пульсации тока дросселя, гальваническая развязка, простота системы
управления, форсировка обратного диода.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
28
Таблица1. Сравнительный анализ устройств
Критерии
Общая
нейтраль
Минимизация
активных
потерь
Минимизация
динамических
потерь на
выключение
Минимизация
динамических
потерь на
включение
Уменьшение
пульсаций тока
дросселя
Гальваническая
развязка
Простота
системы
управления
Форсировка
обратного
диода.
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
+
+
+
-
-
+
+
+
+
+
+
+
-
+
-
+
-
-
-
-
+
+
-
-
+
-
+
-
-
-
-
-
-
-
+
-
-
+
-
+
-
-
-
+
-
+
-
-
+
-
+
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
+
-
-
-
+
+
-
-
-
-
-
-
-
+
-
+
-
-
-
-
-
-
-
-
+
-
-
-
-
-
ВЫВОДЫ
Проанализировав основные схемотехнические решения синхронных
выпрямителей, можно сделать заключение о том, что при широком спектре
устройств общая нейтраль сети и нагрузки имеет у незначительного
количества. При этом не один безмостовой выпрямитель не соответствует
основными требованиям, которые приведены в таблице 1. Поэтому требуется
разработка схемотехнического решения безмостового выпрямителя, который
будет содержать все основные преимущества.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
29
2. РАЗРАБОТКА И АНАЛИТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ
ДВУХКАНАЛЬНОГО БЕЗМОСТОВОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ
2.1. РАССМОТРЕНИЕ ВОЗМОЖНЫХ
СХЕМОТЕХНИЧЕСКИХ РЕШЕНИЙ ДВУХКАНАЛЬНОГО
БЕЗМОСТОВОГО ВЫПРЯИТЕЛЯ
Проанализировав данные таблицы 1, были выделены основные
параметры, которые должна включать схема, а именно: наличие общей
нейтрали питающей сети и нагрузки, минимальные активные потери и
простота системы управления. Однако, не одно устройство из приведенных в
таблице 1 не содержит все три данных преимущества. Поэтому были
рассмотрены схемотехнические решения, которые могут включить в себя
выше перечисленные достоинства.
Первым предложенным вариантом безмостового выпрямителя является
схема безмостового устройства, формирующего синусоидальный активный
ток потребления, на базе понижающего и инвертирующего преобразователей,
представленная на рисунке 20.
L1
VT1
VD1
C1
Uc
VD2
VT2
Z1
L2
Рисунок 20 ― Безмостовое устройство, формирующие
синусоидальный активный ток потребления, на базе понижающего и
инвертирующего преобразователей
Преобразователь содержит 2 транзистора (VT1, VT2), 2 диода (VD1,
VD2), 2 катушки индуктивности (L1, L2), емкостной фильтр (C1) и нагрузку
(Z1). В состав схемы входят понижающий и инвертирующий преобразователи
с общим выходным фильтром. Понижающий сформирован транзистором VT1,
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
30
дросселем L1, диодом VD1, и работает в положительный полупериод
питающей сети. Инвертирующий преобразователь сформирован транзистором
VT2, дросселем L2, диодом VD2, и работает в отрицательный полупериод
питающей сети. Оба преобразователя работают на общие нагрузку Z1 и
емкостной фильтр C1. Входное напряжение сети обозначено буквой Uc.
При соответствующий алгоритмах управления преобразователь будет
потреблять из сети активный синусоидальный ток и формировать на выходе
постоянное напряжение. Однако значения выходных напряжений находятся в
диапазоне от 0 до среднего значения напряжения сети, данное ограничение
связано с тем, что используется понижающий преобразователь. Поскольку
коэффициенты передачи преобразования по напряжения в различные
полупериоды отличаются, отличаться будут и алгоритмы, что в свою очередь
усложнит систему управления.
Вторым предложенным вариантом безмостового выпрямителя является
схема безмостового устройства, формирующего синусоидальный активный
ток потребления, на базе повышающего и инвертирующего преобразователей,
представленная на рисунке 21.
L1
VD1
VT1
C1
Uc
VD2
VT2
Z1
L2
Рисунок 21 ― Безмостовое устройство, формирующие
синусоидальный активный ток потребления, на базе повышающего и
инвертирующего преобразователей
Преобразователь содержит 2 транзистора (VT1, VT2), 2 диода (VD1,
VD2), 2 катушки индуктивности (L1, L2), емкостной фильтр (C1) и нагрузку
(Z1). В состав схемы входят повышающий и инвертирующий преобразователи
с общим выходным фильтром. Повышающий сформирован транзистором VT1,
дросселем L1, диодом VD1, и работает в положительный полупериод
питающей сети. Инвертирующий преобразователь сформирован транзистором
VT2, дросселем L2, диодом VD2, и работает в отрицательный полупериод
питающей сети. Оба преобразователя работают на общие нагрузку Z1 и
емкостной фильтр C1. Входное напряжение сети обозначено буквой Uc.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
31
При соответствующий алгоритмах управления преобразователь будет
потреблять из сети активный синусоидальный ток и формировать на выходе
постоянное напряжение. Значения выходных напряжений преобразователя
находятся в диапазоне от 0 до бесконечности, однако из-за использования
повышающего преобразователя минимальные пульсации выходного
напряжения будут при выходном напряжении в диапазоне от среднего
значения напряжения питания до бесконечности. Также из-за того, что
коэффициенты передачи преобразования по напряжения в различные
полупериоды отличаются, отличаться будут и алгоритмы, что в свою очередь
усложнит систему управления.
Третьим предложенным вариантом безмостового выпрямителя является
схема безмостового устройства, формирующего синусоидальный активный
ток потребления, на базе двух инвертирующих преобразователей,
представленная на рисунке 22.
VD2
L1
VT1
VD1
VT3
C1
Uc
VD3
VT2
Z1
L2
Рисунок 22 ― Безмостовое устройство, формирующие
синусоидальный активный ток потребления, на базе двух инвертирующих
преобразователей
Данная схема содержит 3 транзистора (VT1, VT2, VT3), 3 диода (VD1,
VD2, VD3), 2 катушки индуктивности (L1, L2), емкостной фильтр (C1) и
нагрузку. В состав схемы входят два инвертирующих преобразователя с
общим выходным фильтром. Первый сформирован транзисторами VT1 и VT3,
дросселем L1, диодами VD1 и VD2, и работает в положительный полупериод
питающей сети. Второй сформирован транзистором VT2, дросселем L2,
диодом VD3, и работает в отрицательный полупериод питающей сети. Оба
преобразователя работают на общие нагрузку Z1 и емкостной фильтр C1.
Входное напряжение сети обозначено буквой Uc.
Значения выходных напряжений преобразователя находятся в диапазоне
от 0 до бесконечности. Алгоритмы в различные полупериоды одинаковы,
поскольку используется одинаковый тип преобразователей. К недостаткам по
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
32
сравнению с предыдущими схемами можно отнести большее количество
полупроводниковых элементов, однако данная схема имеет большее
количество преимуществ нежели недостатков. Поэтому в работе в качестве
схемотехнического решения будет использоваться безмостовое устройство,
формирующие синусоидальный активный ток потребления, на базе двух
инвертирующих преобразователей, получившее название двухканальный
безмостовой выпрямитель.
2.2. ПРИНЦИП РАБОТЫ ДВУХКАНАЛЬНОГО
БЕЗМОСТОВГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ
Принцип работы двухканального безмостового выпрямителя
заключается в формировании формы потребляемого сетевого тока активного
характера с помощью накопительных дросселей и силовых ключей. В
положительный полупериод при открытых транзисторах VT1 и VT3
заряжается дроссель L1, как показано на рисунке 23.
По линиям, отмеченным пунктирной линией, ток в данный момент
времени не протекает. Зарядный ток дросселя L1 обозначен буквой IзарL1 и
протекает по контуру: фаза сети – VT1 – L1 – VT3 – нейтраль сети. Условный
плюс заряженного дросселя L1 находится у начала обмотки, минус у конца
обмотки. При условии, что конденсатор С1 был заряжен, будет протекать его
разрядный ток с величиной IразC1 через сопротивление нагрузки Z1. Ток
дросселя при этом нарастает по экспоненциальному закону.
IзарL1
IразC1
VD2
L1
VT1
VD1
VT3
C1
Uc
Z1
VD3
VT2
L2
Рисунок 23 ― Контур протекания зарядного тока дросселя L1 в
положительный полупериод питающей сети
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
33
В положительный полупериод при закрытых транзисторах VT1 и VT3
разряжается дроссель L1, как показано на рисунке 24. При этом происходит
спад тока дросселя по аналогичному экспоненциальному закону. И соблюдая
пропорцию между нарастанием и спадом, формируется ток необходимой
формы, в данном случае синусоидальной.
IразL1
VT1
L1
Iн
VD2
VD1
IзарC1
VT3
Z1
C1
Uc
VD3
VT2
L2
Рисунок 24 ― Контур протекания разрядного тока дросселя L1 в
положительный полупериод питающей сети
Разрядный ток дросселя L1 обозначен буквой IзарL1 и равен сумме
зарядного тока конденсатора C1 IзарC1 и тока нагрузки Iн.
В отрицательный полупериод сетевого напряжения при открытом ключе
VT2 заряжается дроссель L2, как показано на рисунке 25.
IразC1
IзарL2
VD2
L1
VT1
VD1
VT3
C1
Uc
Z1
VD3
VT2
L2
Рисунок 25 ― Контур протекания зарядного тока дросселя L2 в
отрицательный полупериод питающей сети
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
34
Зарядный ток дросселя L2 обозначен буквой IзарL2 и протекает по
контуру: нейтраль сети – L1 – VT2 – фаза сети. Условный плюс заряженного
дросселя L2 находится у начала обмотки, минус у конца обмотки. При
условии, что конденсатор С1 был заряжен, будет протекать его разрядный ток
с величиной IразC1 через сопротивление нагрузки Z1.
В отрицательный полупериод сетевого напряжения при закрытом ключе
VT2 разряжается дроссель L2, как показано на рисунке 26.
Iн
VT1
L1
VD2
VD1
VT3
C1
IразL2
Uc
IзарC1
VT2
Z1
VD3
L2
Рисунок 26 ― Контур протекания разрядного дросселя L2 в
отрицательный полупериод питающей сети
Разрядный ток дросселя L2 обозначен буквой IзарL2 и равен сумме
зарядного тока конденсатора C1 IзарC1 и тока нагрузки Iн.
В отрицательный и положительный полупериоды схема работает по
типу инвертирующего преобразователя. Устройство позволяет в теории
получить на выходе любое напряжение от нуля до бесконечности, при этом
потребляя активный синусоидальный ток из питающей сети. Возможно
управление одним импульсом управлять всеми тремя транзисторными
ключами, что упрощает СУ.
Безмостовое устройство, формирующие синусоидальный активный ток
потребления, на базе двух инвертирующих преобразователей отличается от
решений, приведенных на рисунках 7-16, наличием общей нейтрали
питающей сети и нагрузки, необходимой в ряде нагрузок по правилам
электробезопасности.
Разница устройств на рисунках 17 и 22 заключается в том, что в
устройстве на базе двух инвертирующей преобразователей не используются
резонансные цепи. Также в схеме на рисунке 17 ток в различные полупериоды
протекает по контурам с разным количеством реактивных элементов.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
35
В положительный полупериод в безмостовом устройстве,
формирующем синусоидальный активный ток потребления, дроссель L1
заряжается от сети через двунаправленный ключ, при этом разряд
индуктивности происходит через три реактивных элемента (L1, C1, L2)
помимо конденсатора фильтра C2.
В отрицательный полупериод питающей сети ток заряда конденсатора
С1 протекает через три реактивных элемента (L1, C1, L2), а ток разряда через
два (С1 и L2) помимо конденсатора фильтра C2. Поскольку контура
протекания зарядных и разрядных токов в положительный и отрицательный
полупериоды отличаются, отличаются и алгоритмы работы ключевых
элементов, что в свою очередь усложняет систему управления
преобразователя.
Устройство на базе двух инвертирующих преобразователей имеет
большее число активных элементов по сравнению со схемой на рисунке 17,
однако данный недостаток не влияет на увеличение статических и
динамических потерь, поскольку одновременно ток протекает максимум через
два полупроводниковых элемента, аналогично схеме на рисунке 17. Также
преобразователь на рисунке 22 имеет всего два реактивных элемента, это
дроссели L1 и L2.
Различие между устройствами на рисунках 18 и 22 заключается в том,
что в однофазном безмостовом корректоре контура протекания разрядных и
зарядных токов дросселя в отрицательны и положительный полупериоды
включают в себя большее количество полупроводниковых элементов по
сравнению с устройством на базе двух инвертирующих усилителей.
В схеме на рисунке 18 в положительный полупериод при заряде
дросселя ток протекает через 4 полупроводниковых элемента, в схеме на
рисунке 22 аналогичный ток протекает через 2 элемента.
В схеме на рисунке 18 в положительный полупериод при разряде
дросселя ток протекает через 2 полупроводниковых элемента, в схеме на
рисунке 22 аналогичный ток протекает также через 2 элемента.
В схеме на рисунке 18 в отрицательный полупериод при заряде дросселя
ток протекает через 3 полупроводниковых элемента, в схеме на рисунке 22
аналогичный ток протекает через 1 элемента.
В схеме на рисунке 18 в положительный полупериод при разряде
дросселя ток протекает через 2 полупроводниковых элемента, в схеме на
рисунке 22 аналогичный ток протекает через 1 элемент.
В устройстве на базе двух инвертирующих усилителей в среднем
используется в контуре протекания тока находится на один
полупроводниковый элемент меньше, что приводит к уменьшению
статических и динамических потерь. Если принять, что в однофазном
безмостовом корректоре коэффициента мощности используются в каждый
момент времени 3 полупроводниковых элемента, а в устройстве на базе двух
инвертирующих усилителей 2, то получается, что потери в полупроводниках
будут уменьшены на 30 %.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
36
Однако в схеме на рисунке 18 используется лишь одни накопительный
дроссель и на один транзисторный ключ меньше, что является плюсом
преобразователя по сравнению с устройством на базе двух инвертирующих
усилителей.
Если сравнивать схемы на рисунках 19 и 22, то сетевой выпрямитель с
корректором коэффициента мощности не способен работать на одну
емкость с сохранением общей нейтрали, именно поэтому напряжение на
его выходе будет двухполярным. В ряде случаем это излишне и требуется
напряжение одной полярности. Также схема на рисунке 19 изрядно
усложнена дополнительными цепями коммутации, которые к функции
коррекции коэффициента мощности не имеют отношения.
2.3. АНАЛИТИЧЕСКОЕ ОПИСАНИЕ И РАСЧЕТ
ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕМЕНТОВ УСТРОЙСТВА
Силовые элементы следует рассчитывать из соображения, что в состав
устройства входят два инвертирующих усилителя и каждый из них можно
посчитать отдельно. Схема типового инвертирующего преобразователя
приведена на рисунке 27.
L1
VT1
C1
VD1
L2
C2
Uп
Z1
Рисунок 27 ― Схема инвертирующего преобразователя
На рисунке 27 введены следующие обозначения:
Uп – источник постоянного напряжения;
L1 – дроссель входного фильтра;
С1 – конденсатор входного фильтра;
VT1 – силовой транзистор;
L2 – накопительный дроссель;
VT1 – диод;
С2 – конденсатор выходного фильтра;
Z1 – полное сопротивление нагрузки;
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
37
В начале следует определить коэффициент передачи преобразования по
напряжению (ku). Для этого приведем вольт-секундный баланс
накопительного дросселя L1. Когда ключ VT1 открыт к дросселю L1
приложено напряжение питающей сети (Uп), когда транзистор VT1 закрыт к
дросселю L1 приложено напряжение конденсатора (UС1), это напряжение
также равно напряжению нагрузки (Uн). Используя относительную
длительность открытого состояния ключа (γ), которая определяется по
формуле (1), приведем вольт-секундный баланс дросселя, приведенный в
формуле (2).
𝑡и
(1)
γ= ,
𝑇
где:
γ – относительная длительность открытого состояния ключа;
tи – время открытого состояния ключа;
T – период работы ключа.
𝑈п ∙ γ = 𝑈н ∙ (1 − γ),
(2)
𝑈н
γ
=
.
𝑈п 1 − γ
(4)
где:
Uп – напряжения питающей сети;
Uн – напряжение нагрузки.
Коэффициент передачи преобразователя по напряжению определяется
формулой (3).
𝑈н
(3)
𝑘𝑢 = ,
𝑈п
где:
ku – коэффициент передачи преобразователя по напряжению.
Из формулы (2) выведем отношение напряжения нагрузки (Uн) к
напряжению питающей сети (Uп) и запишем в формулу (4) данное выражение.
Объединим формулы (3) и (4) и запишем выражение (5).
𝑘𝑢 =
γ
.
1−γ
(5)
Далее требуется построить характеристику, в которой коэффициент
передачи преобразователя по напряжению зависит (ku) от относительной
длительности открытого состояния ключа (γ). Данная зависимость приведена
на рисунке 28.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
38
Рисунок 28 ― Зависимость коэффициента передачи преобразователя по
напряжению от относительной длительности открытого состояния ключа
Анализируя формулу (5) и рисунок 28 можно сделать вывод о том, что
используя инвертирующий преобразователь теоретически возможно получить
любое выходное напряжение при любом входном, поскольку зависимость на
рисунке 28 имеет гиперболический вид и при относительной длительности
открытого состояния ключа (γ) стремящейся к 1, коэффициент передачи
преобразователя по напряжению зависит (ku) будет стремиться к
бесконечности.
Однако, если учесть потери мощности в элементах коэффициент
передачи преобразователя по напряжению зависит (ku) будет ограничен
некоторым максимальным значением [6]. Практическая зависимость ku от γ
приведена на рисунке 29.
3
2
1
0
0,25
0,5
0,75
Рисунок 29 ― Практическая зависимость коэффициента передачи
преобразователя по напряжению от относительной длительности открытого
состояния ключа
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
39
На рисунке 29 пунктирной линией обозначена теоретическая
зависимость, сплошной линией – практическая. Анализируя рисунок 29 можно
сделать вывод о том, что практически возможно получить максимальный
коэффициент передачи преобразователя по напряжению (ku) равный 2,4 при
относительной длительности открытого состояния ключа (γ) равной 0,75.
В безмостовом устройстве, формирующем синусоидальный активный
ток потребления, на базе двух инвертирующих преобразователей на входе
находится промышленная сеть, которая изменяется по синусоидальному
закону, из-за этого для поддержки на выходе фиксированной величины
напряжения требуется изменения относительной длительности открытого
состояния ключа (γ). Перепишем формулу (4) относительно γ в формулу (6).
γ=
𝑈н
𝑈н
=
,
𝑈п + 𝑈н 𝑈пАмп ∙ sin(ω ∙ 𝑡 + φ) + 𝑈н
(6)
где:
UпАмп – амплитудное значение напряжения питающей сети;
ω – круговая частота питающей сети;
φ – фазовый угол питающей сети.
В формуле (7) приведен перерасчет амплитудного напряжения в
среднее.
𝑈пАмп
𝑈пСр =
,
(7)
𝑘ф ∙ √2
где:
UпСр – среднее значение напряжения питающей сети;
kф – коэффициент формы напряжения.
Подставим выражение из формулы (7) в формулу (6) с учетом того, что
разные преобразователи будут работать в различные полупериоды, добавим
модуль к функции sin, полученный результат представлен в выражении (8).
γ=
𝑈н
𝑈пСр ∙ 𝑘ф ∙ √2 ∙ |sin(ω ∙ 𝑡 + φ)| + 𝑈н
.
(8)
При условии равенства напряжения нагрузки (Uн) и среднего
напряжения питающей сети (UпСр) перепишем формулу (8) в выражение (9).
γ=
1
(𝑘ф ∙ √2 ∙ |sin(ω𝑡 + φ)| + 1)
.
(9)
Построим зависимость относительной длительности открытого
состояния ключа (γ) от времени при кратности среднего напряжения сети к
напряжению нагрузки равную единице, частоте питающей сети 50 Гц и
коэффициенте формы равном 1,11. Зависимость представлена на рисунке 30.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
40
Рисунок 30 ― Зависимость относительной длительности открытого
состояния ключа от времени
Для определения токов, напряжений и расчетных мощностей силовых
элементов преобразователя приняты следующие допущения:
потери мощностей во всех элементах схемы равны нулю;
напряжение пульсаций на конденсаторах фильтра равны нулю;
фронты переключения транзистора равны;
дроссель является линейным элементом.
При данных допущениях анализ базируется на следующих трех
уравнениях баланса.
Первым условием является равенство потребляемой и отдаваемой
мощностей и записывается в формуле (10):
𝑈п ∙ 𝐼п = 𝑈н ∙ 𝐼н ,
(10)
𝐼𝐶ср = 0,
(11)
где:
𝐼п – ток потребляемый из питающей сети;
𝐼н – ток нагрузки.
Вторым условием является равенство нулю среднего за период
напряжения на любой обмотке дросселя и равенства нулю суммарных МДС
всех обмоток в каждый момент времени.
Третье условие: равенство нулю среднего за период тока конденсатора.
Данное условие записано в формуле (11).
где:
𝐼𝐶ср – средний ток конденсатора.
Индуктивность основного накопительного дросселя преобразователя
имеет конечное значение, и поэтому ток дросселя нарастает на интервале
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
41
замкнутого состояния ключа 𝛾T и спадает на интервале закрытого состояния
ключа (1-γ)T, изменяясь на величину Δ 𝐼𝐿 . Диаграмма тока и напряжения
дросселя в непрерывном режиме за период работы ключа представлено на
рисунке 31.
iL
IL0
T
t
uL
ULнак
t
ULрас
Рисунок 31 ― Диаграмма тока и напряжения дросселя в
непрерывном режиме
На рисунке 31:
𝑖𝐿 – мгновенное значение тока дросселя;
𝑢𝐿 – мгновенное значение напряжения дросселя;
Δ𝐼𝐿 – разница максимального и минимального значений тока дросселя;
𝐼𝐿0 – среднее значение тока дросселя;
𝑈𝐿нак – напряжение дросселя на этапе накопления энергии;
𝑈𝐿рас – напряжение дросселя на этапе расхода энергии.
Стоит отметить, что пульсации тока дросселя приводят к увеличению
пульсаций всех силовых элементов. Для оценки влияния пульсаций тока
дросселя введем коэффициент нагрузки (β), который рассчитывается по
формуле (12) и характеризует относительное значение индуктивности
дросселя.
β=
2∙𝐿
,
𝑅н ∙ 𝑇
(12)
где:
𝐿 – индуктивность накопительного дросселя.
В режиме непрерывного тока дросселя расчет пульсаций тока с учетом
формулы (12) представлен в выражении (13).
Δ𝐼𝐿 = 𝑈𝐿рас (1 − γ)
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
𝑇
1
= 2 ∙ 𝑈𝐿рас (1 − γ)
.
𝐿
β ∙ 𝑅н
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
(13)
Лист
42
Если значение коэффициента нагрузки настолько мало, что ток на
интервале (1-γ)T спадает до нуля, то наступает режим прерывистых токов.
Граничное значение β с учетом выражения (13) и равенства Δ𝐼𝐿 = 2 ∙ 𝐼𝐿0
представлено в формуле (14).
βгр = 2 ∙ 𝑈𝐿рас (1 − γ)
1
1
= 𝑈𝐿рас (1 − γ)
,
Δ𝐼𝐿 ∙ 𝑅н
𝐼𝐿0 ∙ 𝑅н
(14)
где:
βгр – граничное значение коэффициента нагрузки.
Введем относительный коэффициент нагрузки, который представлен в
формуле (15).
β∗ =
β
,
βгр
(15)
где:
β∗ – относительный коэффициент нагрузки.
Используя относительный коэффициент нагрузки для режима
непрерывных токов ( β∗ ≥ 1) , определим коэффициент пульсаций тока
дросселя по формуле (16).
𝑘п𝐼𝐿 =
Δ𝐼𝐿
2
= ,
𝐼𝐿0 β∗
(16)
где:
𝑘п𝐼𝐿 – коэффициент пульсаций тока дросселя.
Диаграмма токов и напряжений в режиме прерывистого тока дросселя
изображена на рисунке 32.
iL
IL0
T
t
uL
ULнак
t
ULрас
sT
Рисунок 32 ― Диаграмма тока и напряжения дросселя в прерывистом
режиме
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
43
В данном режиме для сохранения тех же уровней 𝑈𝐿нак и 𝑈𝐿рас
необходимо в одинаковой степени уменьшить длительности интервалов
накопления и расхода энергии, которые в данном режиме обозначаются γ1 и s
соответственно. В режиме прерывистого тока коэффициент пульсаций тока
дросселя определяется по формуле (17).
𝑘п𝐼𝐿 =
Δ𝐼𝐿
2
2 ∙ (1 − γ)
=
=
,
𝐼𝐿0 γ1 + 𝑠
𝑠
(17)
где:
γ1 – интервал накопления энергии при режиме прерывистого тока;
𝑠 – интервал сброса энергии при режиме прерывистого тока.
Интервал сброса энергии при режиме прерывистого тока определяется
по формуле (18).
𝑠=
Δ𝐼𝐿 ∙ 𝐿
.
𝑈𝐿рас ∙ 𝑇
(18)
С учетом формул (12-15) выражения (17-18) будут перерассчитаны и
примут вид формул (19-20).
𝑠 = (1 − γ) ∙ √β∗ .
𝑘п𝐼𝐿 =
Δ𝐼𝐿
= 2 ∙ √β∗ .
𝐼𝐿0
(19)
(20)
Если переход в режим прерывистых токов осуществляется при
измеренном значении γ , то выходное напряжение увеличивается для
компенсации сокращения длительности интервала действия 𝑈𝐿рас .
Следует отметить, что в соответствии с формулами (19-20) рост
напряжения в режиме прерывистых токов и при неизменном γ происходит
пропорционально √𝑅н , мощность нагрузки при этом сохраняется постоянной.
Это подтверждается также постоянством потребляемого тока (пульсаций Δ𝐼𝐿
и интервала γT).
При отключении нагрузки ( β = 0) преобразователь теряет
регулировочную способность, которая была описана ранее.
Поскольку режим прерывистых токов в основном используется при
малых нагрузках преобразователя, данный режим не влияет на расчет
мощностей и токов силовых элементов.
Определим базисный ток преобразователя по формуле (21) при условии,
что мощность нагрузки является постоянной величиной. Данное выражение в
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
44
дальнейшем будет использоваться для определения тока транзисторов и
диодов, входящих в состав преобразователя, в относительных величинах.
𝐼базис =
𝑃н
𝑈п𝑚𝑖𝑛
= 𝐼и ∙ 𝑘𝑢𝑚𝑎𝑥 ,
(21)
где:
𝐼базис – базисный ток;
𝑃н – мощность нагрузки;
𝑈п𝑚𝑖𝑛 – минимальное напряжение питания;
𝐼и – импульсный ток через транзистор;
𝑘𝑢𝑚𝑎𝑥 – максимальный коэффициент передачи преобразователя по
напряжению.
Для расчета напряжения на транзисторах и конденсаторах в
относительных величинах (относительно максимального напряжения
питания) используется формулы (22-23).
𝑈КЭ∗ =
𝑈𝐶∗ =
𝑈КЭ
,
𝑈п𝑚𝑎𝑥
𝑈𝐶
𝑈п𝑚𝑎𝑥
(22)
,
(23)
где:
𝑈КЭ∗ – относительное напряжение коллектор-эмиттер транзистора;
𝑈КЭ – напряжение коллектор-эмиттер транзистора;
𝑈п𝑚𝑎𝑥 – максимальное напряжение питания;
𝑈𝐶∗ – относительное напряжение конденсатора;
𝑈𝐶 – напряжение конденсатора.
Под расчетной мощностью транзисторов и диодов подразумевается
произведение максимума напряжения на максимум тока, хотя эти максимумы
могут соответствовать разным режимам.
Ток коллектора транзистора соответствует току дросселя на интервале
накопления энергии ((1-γ)T). Его максимальное относительное значение
определяется по формуле (24). Данное выражение справедливо для режима
непрерывного тока дросселя.
𝐼к𝑚𝑎𝑥∗ =
𝐼𝐿0 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ (1 +
𝐼н ∙ 𝑈н
1
)
β∗
,
(24)
где:
𝐼к𝑚𝑎𝑥∗ – относительный максимальный ток коллектора транзистора.
При условии отсутствия пульсаций тока дросселя ( β = ∞)
уравнение (24) при вид, представленный в формуле (25).
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
45
𝐼к𝑚𝑎𝑥∗ =
𝐼𝐿0 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛
.
𝐼н ∙ 𝑈н
(25)
В режиме прерывистого тока дросселя для определения максимального
тока коллектора транзистора используется выражение (26).
𝐼к𝑚𝑎𝑥∗ =
𝐼𝐿0 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ 2
𝐼н ∙ 𝑈н ∙ √β∗
.
(26)
Аналогичные расчеты используются для определения действующего
значения ток коллектора транзистора. Данные выражения приведены в
формулах (27-29).
При отсутствии пульсаций тока дросселя (β = ∞):
𝐼кдейств∗ =
𝐼𝐿0 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ √γ
,
𝐼н ∙ 𝑈н
(27)
где:
𝐼кдейств∗ – относительный действующий ток коллектора транзистора.
В режиме непрерывного тока дросселя (β ≥ 1):
𝐼𝐿0 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ √1 +
𝐼кдейств∗ =
1
3 ∙ β∗ 2
𝐼н ∙ 𝑈н
(28)
.
В режиме прерывистого тока дросселя (β < 1):
𝐼кдейств∗ =
4
𝐼𝐿0 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ √
3 ∙ √β∗
𝐼н ∙ 𝑈н
(29)
,
Пульсации тока дросселя треугольной формы проходят через выходной
конденсатор. Относительное действующее значение этого тока определяется
по формуле (30).
𝐼𝐶∗ =
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
Δ𝐼𝐿 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛
2 ∙ √3 ∙ 𝐼н ∙ 𝑈н
.
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
(30)
Лист
46
Как видно из формул (28-29), увеличение относительного коэффициента
нагрузки (β∗ ) приводит к уменьшению максимального и действующего токов
транзистора, однако при этом необходимо увеличить индуктивность дросселя,
что приводит к увеличению его массогабаритных показателей.
Для оценки массы и габаритных размеров дросселя воспользуемся
формулой (31), которая отражает расчетную мощность дросселя [6].
𝑃𝐿 =
𝐼𝐿 2 ∙ ω𝐿 ∙ 𝐿 ∙ (1 +
𝐼𝑚~
)
𝐼𝐿0
,
(31)
2
√3 + 𝐼𝑚~
𝐼𝐿0
где:
𝑃𝐿 – расчетная мощность дросселя;
𝐼𝑚~ – амплитуда переменной составляющей тока дросселя;
𝐼𝐿 – действующее значение тока дросселя;
ω𝐿 – круговая частота тока дросселя.
𝐼
1
Поскольку 𝑚~ = (согласно формуле (16)) перепишем с учетом этого
𝐼𝐿0
β∗
выражение (31) в уравнение (32).
𝐼𝐿0 2 ∙ ω𝐿 ∙ 𝐿 ∙ (1 + β∗ ) ∙ √1 +
𝑃𝐿 =
√3β∗
1
3 ∙ β∗ 2
.
(32)
Выразим относительную расчетную мощность дросселя в
выражении(33). Данная формула используется при расчете дросселя в
режиме непрерывного тока.
𝑃𝐿∗ =
𝜋
√3
∙ βгр ∙ (
𝐼𝐿0 2
1
) (1 + β∗ ) ∙ √1 +
,
𝐼н
3 ∙ β∗ 2
(33)
где:
𝑃𝐿∗ – относительная расчетная мощность дросселя.
Приняв за базис β∗ = 1, получаем выражение (34).
𝑃𝐿∗0 = 4,2 ∙ βгр ∙ (
𝐼𝐿0 2
) ,
𝐼н
(34)
где:
𝑃𝐿∗0 – базисная относительная расчетная мощность дросселя.
В режиме прерывистого тока дросселя (β∗ < 1) выражение (33) будет
видоизменено и перезаписано в формуле (35) [6].
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
47
𝑃𝐿∗ = 4,2 ∙ βгр ∙ (
𝐼𝐿0 2
β∗
) √
.
𝐼н
β∗ − √β∗ + 1
(35)
Формулы (10-35) могут использоваться для расчета любых типов
конверторов, далее преобразуем данные выражения для инвертирующего
преобразователя в режиме непрерывного тока дросселя.
Поскольку ток в инвертирующем преобразователе имеет прерывистый
характер, поэтому в общем подходе в его входную цепь включен фильтр, в
виде конденсатора и дросселя.
В формуле (36) приведено отношение среднего тока дросселя к току
нагрузки (𝐼𝐿0 γ = 𝐼п ).
𝐼𝐿0 𝑘𝑢
1
=
=
.
𝐼н
γ
1−γ
(36)
Рассчитаем граничный коэффициент нагрузки по формуле (37).
βгр
= 𝑈𝐿рас (1 − γ)
(1 − γ)2
1
= 𝑈𝐿рас
= (1 − γ)2 .
𝐼𝐿0 ∙ 𝑅н
𝐼н ∙ 𝑅н
(37)
Базисная относительная мощность дросселя рассчитывается по формуле
(38).
𝑃𝐿∗0
𝐼𝐿0 2
1 2
2
= 4,2 ∙ βгр ∙ ( ) = 4,2 ∙ (1 − γ) ∙ (
) = 4,2.
𝐼н
1−γ
(38)
Относительный
максимальный
ток
коллектора
транзистора
высчитывается по формуле (39), при худшем варианте (β∗ = 1).
𝐼к𝑚𝑎𝑥∗ =
𝐼𝐿0 ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ (1 +
𝐼н ∙ 𝑈н
1
)
β∗
=
𝐼н ∙ 𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ 2
𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ 2
=
.
𝐼н ∙ 𝑈н ∙ (1 − γ) 𝑈н ∙ (1 − γ)
(39)
Чем меньше напряжения питания, тем больше коэффициент заполнения.
При минимальном напряжении питания, коэффициент запыления будет
максимальный. В формуле (40) приведен максимальный коэффициент
передачи преобразователя по напряжению.
𝑘𝑢𝑚𝑎𝑥 =
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
𝑈н
𝑈п𝑚𝑖𝑛
=
γ𝑚𝑎𝑥
,
1 − γ𝑚𝑎𝑥
(40)
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
48
где:
γ𝑚𝑎𝑥 – максимальная относительная длительность открытого состояния
ключа.
Аналогично введем понятие минимального коэффициент передачи
преобразователя по напряжению, в выражении (41) приведена формула его
расчета.
𝑘𝑢𝑚𝑖𝑛 =
𝑈н
𝑈п𝑚𝑎𝑥
=
γ𝑚𝑖𝑛
,
1 − γ𝑚𝑖𝑛
(41)
где:
𝑘𝑢𝑚𝑖𝑛 – минимальный коэффициент передачи преобразователя по
напряжению;
γ𝑚𝑖𝑛 – минимальная относительная длительность открытого состояния
ключа.
Объединив формулы (39) и (40) получим уравнение (42), где
максимальный ток коллектора транзистора будет выведен через
относительные длительности открытого состояния ключа.
𝐼к𝑚𝑎𝑥∗ =
𝑈п𝑚𝑖𝑛 ∙ 2
(1 − γ𝑚𝑎𝑥 ) ∙ 2
=
.
𝑈н ∙ (1 − γ) γ𝑚𝑎𝑥 ∙ (1 − γ)
(42)
Используя выражение (42) запишем максимальный ток коллектора
транзистора в формуле (43).
𝐼к𝑚𝑎𝑥 =
Напряжение
формуле (44).
(1 − γ𝑚𝑎𝑥 ) ∙ 2 ∙ 𝐼𝐿0
.
γ𝑚𝑎𝑥 ∙ (1 − γ)
коллектор-эмиттер
транзистора
(43)
определяется
𝑈КЭ = 𝑈п + 𝑈н .
Относительное
напряжение
определяется по формуле (45).
𝑈КЭ∗ =
по
(44)
коллектор-эмиттер
𝑈КЭ
𝑈п + 𝑈н (𝑈п + 𝑈н ) ∙ γ𝑚𝑖𝑛
1
=
=
=
.
𝑈п𝑚𝑎𝑥
𝑈п𝑚𝑎𝑥
𝑈н ∙ (1 − γ𝑚𝑖𝑛 )
(1 − γ𝑚𝑖𝑛 )
транзистора
(45)
Среднее значение тока диода равняется току нагрузки.
Напряжение выходного конденсатора равняется напряжению нагрузки.
Относительное напряжение на выходном конденсаторе определяется по
формуле (46).
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
49
𝑈𝐶∗ =
𝑈𝐶
𝑈п𝑚𝑎𝑥
=
𝑈н
𝑈п𝑚𝑎𝑥
= 𝑘𝑢𝑚𝑖𝑛 =
γ𝑚𝑖𝑛
.
1 − γ𝑚𝑖𝑛
(46)
Напряжение входного конденсатора равняется напряжению питания.
Относительное напряжение на входном конденсаторе определяется по
формуле (47).
𝑈𝐶вх
𝑈п𝑚𝑎𝑥
(47)
𝑈𝐶вх∗ =
=
= 1,
𝑈п𝑚𝑎𝑥 𝑈п𝑚𝑎𝑥
где:
𝑈𝐶вх∗ – относительное напряжение входного конденсатора;
𝑈𝐶вх – напряжение входного конденсатора.
ВЫВОДЫ
Рассмотрев три возможных схемотехнических решения безмостового
выпрямителя, была выбрана схема на базе двух инвертирующих
преобразователей из условия простоты алгоритма работы схема. Описав
принцип работы схемы, было выдвинуто допущение для математического
описания схемы, а именно использование за основу описание
инвертирующего преобразователя, а также математически описаны основные
параметры элементов устройства.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
50
3. ИМИТАЦИОННОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ В СРЕДЕ
MATLAB/SIMULINK
3.1. ОПИСАНИЕ ИМИТАЦИОННОЙ МОДЕЛИ
ДВУХКАНАЛЬНОГО БЕЗМОСТОВОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ
Для исследования работы двухканального безмостового выпрямителя
была собрана имитационная модель в среде Matlab/Simulink. На рисунке 33
представлено окно конфигурации модели (Model Configuration Parameters) [1].
Рисунок 33 ― Окно конфигурации модели
В качестве решателя выбран метод Рунге-Кутта 4 порядка с дискретным
шагом. Шаг дискретизации модели выбран 100 нс. Также установлен блок
Powergui для функционирования имитационной модели. Параметры данного
блока представлены на рисунке 34.
Рисунок 34 ― Окно блока Powergui
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
51
В роли источника питания выступает библиотечный блок AC Voltage
Source со следующими параметрами: амплитуда напряжения (Peak amplitude)
– 312 В; частота (Frequency) – 50 Гц. Окно параметров источника напряжения
представлено на рисунке 35.
Рисунок 35 ― Окно параметров источника напряжения
Последовательно с источником напряжения соединен резистор (Series
RLC Branch), который имитирует активное сопротивление сети, с
сопротивлением 0,02 Ом. Параметры данного блока представлены на
рисунке 36.
Рисунок 36 ― Окно параметров резистора
Внешний вид источника питания в среде Matlab/Simulink представлен на
рисунке 37.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
52
Рисунок 37 ― Внешний вид источника питания в среде Matlab/Simulink
Входной фильтр выполнен в виде Г-образного LC фильтра. Параметры
входного конденсатора следующие: емкость – 1 мкФ; активное сопротивление
– 0,01 Ом. Окно параметров входного конденсатора представлено на
рисунке 38.
Рисунок 38 ― Окно параметров входного конденсатора
Индуктивность входного дросселя равняется 1 мГн, а активное сопротивление
– 0,1 Ом. Окно параметров входного дросселя представлено на рисунке 39.
Рисунок 39 ― Окно параметров входного дросселя
Чтобы исключить возможные ошибки, связанные с работой
Matlab/Simulink, все реактивные элементы шунтированы высокоомными
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
53
резисторами с сопротивлением 1 МОм. Окно параметров шунтирующих
резисторов приведено на рисунке 40.
Рисунок 40 ― Окно параметров шунтирующих резисторов
Изображение входного LC фильтра в среде Matlab/Simulink представлен
на рисунке 41.
Рисунок 41 ― Изображение входного LC фильтра в среде Matlab/Simulink
Резонансная частота входного фильтра высчитывается по формуле (48).
𝑓рез =
1
√𝐿вх ∙ 𝐶вх
,
(48)
где:
𝑓рез – резонансная частота фильтра;
𝐿вх – входная индуктивность фильтра;
𝐶вх – входная емкость фильтра.
Подставим параметры входного фильтра в выражение (48).
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
54
𝑓рез =
1
√𝐿вх ∙ 𝐶вх
=
1
√10−3 ∙ 10−6
= 33,3кГц.
(48)
Далее производится сборка инвертирующего преобразователя,
работающего в положительный полупериод питающей сети и состоящего из
двух транзисторов, двух диодов и одного дросселя.
В качестве транзисторов выбраны библиотечный блок IGBT. Окно
параметров блока IGBT представлено на рисунке 42.
Рисунок 42 ― Окно параметров блока IGBT
Параметры снабберных цепей блока IGBT выбирались из соображения
минимального влияния на работу цепей. Поскольку в Matlab/Simulink нельзя
полностью убрать снабберы, были выбраны параметры, когда ток через них
практически не протекает. Разберем функции параметров блока IGBT.
Resistance Ron – параметр, отражающий сопротивления транзистора в
открытом состоянии. Inductance Lon – данный параметр показывает значение
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
55
индуктивности транзистора в открытом состоянии. Forward voltage Vf –
падение напряжения на транзисторе в открытом состоянии. Current 10% fall
time Tf – время, за которое ток транзистора при закрывании спадает до 10% от
начального. Current tail time Tt – время, отражающее как быстро спадает ток
при закрывании транзистора от 10% до нуля от начального. Initial current Ic –
начальный ток транзистора, данный параметр вводится при исследовании
установившихся процессов. Snubber resistance Rs – сопротивление резистора в
снабберной цепи. Snubber capacitance Cs – емкость конденсатора в снабберной
цепи.
Оба транзистора инвертирующего преобразователя имеют одинаковые
параметры. Диоды берутся из стандартной библиотеки Matlab/Simulink. Окно
параметров диодов представлено на рисунке 43.
Рисунок 43 ― Окно параметров диода
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
56
Описания к функциям параметров диода аналогичны функциям
параметров блока IGBT. Оба диода инвертирующего преобразователя имеют
одинаковые параметры.
Накопительный дроссель выбран из стандартной библиотеки
Matlab/Simulink и имеет следующие параметры: индуктивность равна 1 мГн;
активное сопротивления – 0,1 Ом. Также параллельно к нему подключен
высокоомный резистор с сопротивлением 1 МОм. Окно параметров
накопительных дросселей приведено на рисунке 44.
Рисунок 44 ― Окно параметров накопительных дросселей
Выбираем и соединяем все вышеперечисленные элементы.
Изображение
инвертирующего
преобразователя,
работающего
в
положительный полупериод в среде Matlab/Simulink представлен на
рисунке 45.
Рисунок 45 ― Изображение инвертирующего преобразователя,
работающего в положительный полупериод
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
57
Инвертирующий преобразователь, работающий в отрицательный
полупериод питающей сети, состоит из транзистора, диода и дросселя.
Параметры силовых элементов идентичны преобразователю, работающему в
положительный полупериод. Изображение инвертирующего преобразователя,
работающего в отрицательный полупериод в среде Matlab/Simulink
представлен на рисунке 46.
Рисунок 46 ― Изображение инвертирующего преобразователя,
работающего в отрицательный полупериод
Два инвертирующих преобразователя соединяются параллельно. На
выходе установлен выходной емкостной фильтр со следующими
параметрами: емкость конденсатора равняется 12 мФ; активное
сопротивление – 10 мОм. Конденсатор фильтра шунтируется высокоомным
резистором с сопротивлением 1 МОм.
В роли нагрузки выступает резистор, имеющий чисто активное
сопротивление. Сопротивление нагрузки выбирается различным в
зависимости от мощности и выходного напряжения.
Изображение силовой части двухканального безмостового выпрямителя
в среде Matlab/Simulink представлен на рисунке 47.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
58
Рисунок 47 ― Изображение силовой части двухканального безмостового
выпрямителя
Далее требуется произвести разработку системы управления
двухканального безмостового выпрямителя в среде Matlab/Simulink.
3.2. ОПИСАНИЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ
ДВУХКАНАЛЬНОГО БЕЗМОСТОВОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ
Для функционирования системы управления изначально требуется
установить блок измерения, а именно три датчика: один датчик тока, который
будет измерять мгновенные значения потребляемого тока; датчик
напряжения, измеряющий напряжение входной сети; датчик напряжения,
измеряющий мгновенное напряжение на выходе преобразователя.
Также требуется установка ряда преобразователей сигналов, которые
будут высчитывать действующее значение. Данный блоки нужны для
действия ряда функций алгоритма. Для измерения качества потребляемого
тока устанавливается анализатор Фурье, выводящий гистограммы
гармонических составляющих.
В начале требуется разработать систему, позволяющую формировать
потребляемый ток, который будет повторяет по форме первую гармонику
напряжения сети.
Для реализации данного принципа используется релейный способ
управления. Суть принципа, следующая: создается пара границ, с которыми
будет сравниваться регулируемый сигнал. При отклонении сигнала от границ
осуществляется регулирующее воздействие.
Изображение блока формирования импульсов силовых ключей
представлено на рисунке 48.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
59
Рисунок 48 ― Изображение блока формирования импульсов силовых
ключей
Изначально требуется сформировать верхний и нижний уровни
гистерезиса. Для этого измеряется первая гармоническая составляющая
напряжения сети (U1) и умножается на коэффициенты, определяющие
величину гистерезиса и записанные в формуле (49).
𝐾гис = 1 ± 𝑆ℎ𝑖𝑟,
(49)
𝑈гис = 𝑈1 ∙ 𝐾гис ∙ 𝐾𝐼𝑎𝑚𝑝 = 1 ∙ (1 ± 𝑆ℎ𝑖𝑟) ∙ 𝐾𝐼𝑎𝑚𝑝 ,
(50)
где:
𝐾гис – коэффициент ширины гистерезиса;
𝑆ℎ𝑖𝑟 – ширина гистерезиса.
Знак плюс используется для определения верхнего коэффициента, знак
минус для нижнего. Сигнал, сформированный перемножением коэффициента
ширины гистерезиса и напряжения сети, умножается на коэффициент
амплитуды потребляемого тока ( 𝐾𝐼𝑎𝑚𝑝 ). Данная операция представлена в
уравнении (50).
где:
𝑈гис – сформированные границы гистерезиса.
Используя формулу (50) сформируем границы гистерезиса при входном
напряжении, изменяющегося по закону 𝑈1 = 312 ∙ sin(314 ∙ 𝑡) , ширине
гистерезиса равной 10%, коэффициенте потребляемого тока – 0,2.
Сформируем в среде Matlab/Simulink границы гистерезиса, полученные кривы
представлены на рисунке 49.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
60
Рисунок 49 ― Формирование границ гистерезиса
На рисунке 49 сплошной линией обозначена верхняя граница, которая
равняется 68,64 В. Нижняя граница гистерезиса отражена пунктирной линией
и равна 56,16 В.
Далее границы гистерезиса сравниваются на компараторах со
сформированным потребляемым током. Поскольку в положительный и
отрицательный полупериоды границы отличаются знаком, используются две
системы сравнения для различных полупериодов (Возможно использовать
только одну систему сравнения, если использовать функцию модуля для
сформированных границ и напряжения питания).
В положительный полупериод если ток сети меньше минимальной
уставки на выходе компаратора формируется высокий логический уровень,
который подается на R-вход триггера, необходимого для запоминания уровня
сигнала при нахождении потребляемого тока и диапазоне границ гистерезиса,
на инвертируемом выходе появится логическая единица, которая подается на
транзисторы, отпирая их. Если ток сети больше максимального уровня на
выходе второго компаратора формируется высокий логический уровень и
подается на S-вход триггера, тем самым на инвертируемом выходе триггера
формируется логический ноль, который подается на транзисторы, запирая их.
На рисунке 50 представлена блок схема алгоритма формирования
импульсов управления в положительный полупериод питающей сети. Данный
алгоритм циклируется.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
61
Измерение входного
напряжения (U1)
Установка коэффициента
потребляемого тока (KIamp)
KIamp*U1
1+Shir
1-Shir
KIamp*U1*(1+Shir)
KIamp*U1*(1-Shir)
I1<KIamp*U1*(1+Shir)
I1>KIamp*U1*(1-Shir)
Установка ширины гистерезиса
(Shir)
Измерение входного тока (I1)
Да
Установка триггера (S-вход)
Нет
Нет
Сигналы на триггер подаются
без изменений
Да
Сброс триггера (R-вход)
Рисунок 50 ― Блок схема алгоритма формирования импульсов управления
в положительный полупериод питающей сети
В отрицательный полупериод если ток сети меньше минимальной
уставки на выходе компаратора формируется высокий логический уровень,
который подается на S-вход триггера, тем самым на инвертируемом выходе
триггера формируется логический ноль, который подается на транзисторы,
запирая их. Если ток сети больше максимального уровня на выходе второго
компаратора формируется высокий логический уровень и подается на R-вход
триггера, тем самым на инвертируемом выходе триггера формируется
логическая единица, которая подается на транзисторы, отпирая их.
Алгоритм в отрицательный полупериод будет отличаться от рисунка 50
только тем, что по-другому будут подключены входы компараторов и RSтриггера.
На выходе каждого RS-триггера установлен логический элемент «2и».
На второй вход элемента подаются импульсы в зависимости от полупериода
сети. Выходы элементов «2и» заводятся на входы элемента «2или». С выхода
элемента «2или» сигнал подается на транзисторы. Блок схема алгоритма
формирования импульсов управления представлена на рисунке 51.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
62
Измерение входного
напряжения (U1)
Нет
U1>0
Да
Блок формирования импульсов
управления ключами в
положительный полупериод
Блок формирования импульсов
управления ключами в
положительный полупериод
Сигнал на силовые ключи
Рисунок 51 ― Блок схема алгоритма формирования импульсов управления
Стоит отметить, что сигнал управления транзисторами подается на все
ключевые элементы одновременно и при этом контуры короткого замыкания
не появляются.
Осциллограмма формируемого тока и напряжения сети представлена на
рисунке 52 (Напряжение сети находится в масштабе 1:2,5).
Рисунок 52 ― Осциллограммы формируемого тока и напряжения сети
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
63
Как видно из рисунка 52, ток по форме повторяет напряжение сети, тем
самым уменьшаются гармонические искажения потребляемого тока. Однако
видны высокочастотные колебания, амплитуда которых зависит от вводимой
ширины гистерезиса. Чем меньше ширина гистерезиса, тем меньше амплитуда
пульсаций потребляемого тока и суммарный коэффициент гармонических
искажений. Однако при этом увеличивается максимальная частота
коммутации ключей, в следствии увеличиваются и динамические потери в
преобразователе.
Также был произведен гармонический анализ потребляемого тока при
ширине гистерезиса 10%. Данный анализ проводится с помощью функции FFT
Analysis блока Powergui. Полученная гистограмма представлена на рисунке 53.
Рисунок 53 ― Гистограмма гармонического состава потребляемого тока
Анализируя рисунок 53, можно сделать ряд выводов:
1)
в гармоническом составе присутствует высшие гармоники
включая 600-е;
2)
амплитуда наибольшей гармоники не превышает 1,5% от первой;
3)
присутствует нулевая составляющая, однако она составляет
меньше 0,1 % от первой;
4)
суммарный коэффициент гармонических искажений составляет
9,81%, что не соответствует требованиям ГОСТ.
Для уменьшения суммарного коэффициента гармонических искажений
требуется уменьшить ширину гистерезиса. Осциллограмма формируемого
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
64
тока и напряжения сети при ширине гистерезиса 1% представлена на
рисунке54 (Напряжение сети находится в масштабе 1:2,5).
Рисунок 54 ― Осциллограммы формируемого тока и напряжения сети при
ширине гистерезиса 1%
При ширине гистерезиса 1% пульсации потребляемого тока
уменьшились, и форма больше приближена к синусоидальной, по сравнению
с осциллограммой на рисунке 52. Однако на участках, где ток спадает до нуля
и начинает заново формироваться, видна сильная несинусоидальность,
связанная с тем, что ток не успевает нарастать до заданного уровня из-за
наличия дросселей (накопительного и входного фильтра).
Для уменьшения времени нарастания потребляемого тока при больших
мощностях требуется уменьшения индуктивностей, входящий в состав
преобразователя.
Гармонический анализ потребляемого тока при ширине гистерезиса 1%
представлен на рисунке 55.
Анализируя рисунок 55 стоит отметить снижения суммарного
коэффициента гармонических искажений в 4 раза (до 2,48%), амплитуда
наибольшей гармоники менее 0,8% от первой. Однако при этом увеличилась
частота работы ключей. Если при ширине гистерезиса 10% частота составляла
11 кГц, при данной частоте работают большинство IGBT без дополнительных
цепей коммутации, то при ширине 1% частота возрастает до 33 кГц. При
данной частоте IGBT без дополнительных цепей коммутации способны
работать при пониженных нагрузках. Выбор рабочих частот должен
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
65
проводится в зависимости от требуемых параметров качества электроэнергии,
как формируемый ток, так и напряжения на нагрузке.
Рисунок 55 ― Гистограмма потребляемого тока при ширине
гистерезиса 1%
Поскольку почти всегда мощность нагрузки не постоянна при
постоянном напряжении, то при постоянном потребляемом токе напряжение
нагрузки при увеличении нагрузки будет уменьшаться и наоборот. Чтобы
держать уровень напряжение на нагрузке в заданном диапазоне требуется
стабилизировать потребляемый из сети ток. Изображение блока стабилизации
потребляемого тока в среде Matlab/Simulink представлено на рисунке 56.
Принцип работы стабилизатора тока следующий. В начале задается
номинальная величина напряжения на нагрузке (𝑈𝑛𝑜𝑚 ) и уровень пульсаций
напряжения на нагрузке в процентах (𝑈𝑠𝑡𝑎𝑏 ). С помощью этих двух величин
задается нижняя и верхняя граница, аналогично также создавались границы
гистерезиса блока формирования импульсов управления.
Далее производится измерение действующего значения напряжения на
нагрузке и сравнения его с границами напряжения на нагрузке. Если
напряжение на нагрузке больше верхней границы, то на интегратор подается
отрицательное число. Если напряжение на нагрузке меньше нижней границы,
то на интегратор подается положительное число. Если напряжение на нагрузке
находится в заданном диапазоне, то на интегратор подается ноль.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
66
Рисунок 56 ― Изображение блока стабилизации потребляемого тока
Число, подающееся на интегратор (𝑇𝑠𝑡𝑎𝑏 ), задается в системе управления
константой. Чем это число будет больше, тем больше будет величина
пульсаций напряжения на нагрузке, но при этом быстрее напряжение на
нагрузке попадет в заданный диапазон.
Относительное значение стабилизированного тока ( 𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 ) берется с
выхода интегратора. Требуется ограничить относительное значение
стабилизированного тока, чтобы исключить возможность срыва стабилизации
и ограничить максимальный потребляемый ток (𝐼𝑚𝑎𝑥 ).
Чтобы относительное значение стабилизированного тока не нарастало с
нулевого значения к выходу интегратора подключается сумматор. На второй
вход сумматора заводится номинальный потребляемый ток (𝐼𝑛𝑜𝑚 ).
Чтобы значение выхода интегратора менялось с меньшей скоростью
использует таймер. Для возможности регулирования скорости срабатываения
используется уставка (𝑁𝑠𝑡𝑎𝑏 ). Функция таймера используется для того, чтобы
исключить сильные искажения формы потребляемого тока и возможные
перерегулирования.
Относительное значение стабилизированного тока в конченом итоге
передается на блок формирования импульсов управления силовыми ключами.
Потом таймер сбрасывается и измерения производятся повторно. При этом
значение суммы интегратора (S) сохраняется и передается из цикла в цикл. Для
реализации обратных связей устанавливаются библиотечные блоки delay,
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
67
позволяющие исключить ошибки, связанные с тем, что в начальный момент
времени работы модели могут отсутствовать данные.
Блок схема алгоритма стабилизации потребляемого тока представлена
на рисунке 57.
Установка числа, подающегося
на интегратор (Tstab)
Измерение выходного
напряжения (Urms)
Да
Установка номинального
напряжения (Unom)
Установка величины пульсаций
(Ustab)
Unom*(1+Ustab)
Unom*(1-Ustab)
Urms>Unom*(1+Ustab)
Urms<Unom*(1-Ustab)
Нет
Нет
Istab>0
Да
Istab<Imax
Да
Да
S=S-Tstab
S=S+0
Установка номинального
потребляемого тока (Inom)
Istab=S+Inom
Установка уставки таймера
(Nstab)
Таймер сработал?
S=S+Tstab
Сброс таймера
Да
Относительное значение
потребляемого тока передается
на блок формирования
импульсов управления
Рисунок 57 ― Блок схема алгоритма стабилизации потребляемого тока
На рисунке 58 представлена осциллограмма напряжения на нагрузке при
стабилизации выходного напряжения. Пульсации выходного напряжения
заданы в диапазоне ±1,5%.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
68
Рисунок 58 ― Осциллограмма напряжения на нагрузке при стабилизации
выходного напряжения
На рисунке 59 представлена осциллограмма формируемого тока и
напряжения сети при стабилизации выходного напряжения.
Рисунок 59 ― Осциллограммы формируемого тока и напряжения сети при
стабилизации выходного напряжения
Анализируя рисунок 58 можно сделать вывод о том, что пульсации
напряжения имеют частоту питающей сети, а также пульсации напряжения на
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
69
нагрузке равняются 3%. Уменьшить пульсации можно путем увеличения
выходного фильтра.
На рисунке 59 видно, что форма потребляемого тока сильно в каждом
полупериоде. В некоторые полупериоды форма похожа на треугольную.
Гармонический анализ потребляемого тока сети при стабилизации выходного
напряжения представлен на рисунке 60.
Рисунок 60 ― Гистограмма потребляемого тока сети при стабилизации
выходного напряжения
По результатам гармонического анализа, представленного на рисунке 60
можно сделать следующие выводы:
1)
суммарный коэффициент гармонических искажений равняется
26,62%, что не соответствует требованиям ГОСТ;
2)
в гармоническом составе присутствуют низшие гармоники,
амплитуда наибольшей (25-ти герцовой) гармоники равняется 26% от первой;
3)
в гармоническом составе присутствуют интергармоники,
амплитуда 75-ти герцовой гармоники равняется 24% от первой.
Учитывая все вышеперечисленные недостатки, требуется реализовать
стабилизацию потребляемого тока таким образом, чтобы относительное
значение стабилизированного тока за полупериод было неизменным. Для
этого требуется настроить таймер блока стабилизации тока. На рисунке 61
представлена осциллограмма напряжения на нагрузке при стабилизации
выходного напряжения и настройки таймера.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
70
Рисунок 61 ― Осциллограмма напряжения на нагрузке при стабилизации
выходного напряжения и настройке таймера
На рисунке 62 представлена осциллограмма формируемого тока и
напряжения сети при стабилизации выходного напряжения и настройке
таймера.
Рисунок 62 ― Осциллограммы формируемого тока и напряжения сети при
стабилизации выходного напряжения и настройке таймера
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
71
Сравнивая осциллограммы на рисунках 58 и 61 можно сделать выводы
о том, что при настройке таймера появляется ярко выраженный колебательный
переходный процесс, который длиться 200 мс. При этом выходное напряжение
максимально просаживается на 5%, но когда оно стабилизируется величина
пульсаций не превышает 2%.
На рисунке 62 видно, что форма потребляемого тока в каждом
полупериоде синусоидальна. Однако амплитуда потребляемого тока
отличается в различные полупериоды. После 200 мс амплитуда тока не
изменяется.
Гармонический анализ потребляемого тока сети при стабилизации
выходного напряжения и настройке таймера представлен на рисунке 63.
Рисунок 63 ― Гистограмма потребляемого тока сети при стабилизации
выходного напряжения и настройке таймера
По результатам гармонического анализа, представленного на рисунке 63
можно сделать следующие выводы:
1)
суммарный коэффициент гармонических искажений равняется
12,95%, что не соответствует требованиям ГОСТ, но в два раза ниже чем при
отсутствии настройки таймера;
2)
в гармоническом составе присутствуют низшие гармоники,
амплитуда наибольшей (47-ти герцовой) гармоники равняется 9% от первой;
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
72
3)
в гармоническом составе присутствуют интергармоники,
амплитуда наибольшей равняется 8% от первой.
Сравнивая гармонические анализы на рисунках 60 и 63 можно сделать
выводы о том, что показатели качества электроэнергии улучшились, однако
все равно не соответствуют требованиям ГОСТ. После 200 мс, когда наступает
установившийся решим суммарный коэффициент гармонических искажений
не превышает 4,5%. Для улучшения гармонического состава во время
переходного процесса требуется настроить таймер так, чтобы потребляемый
ток корректировался каждый период или дольше.
В момент начала работы, когда включатся выпрямитель, требуется
предзаряд емкостного фильтра. Для этого между нагрузкой и емкостным
фильтром устанавливается контактор, замыкающийся при достижении
выходного напряжения заданной величины.
Для управления контактором используется часть системы управления,
отвечающая за предзаряд емкостного накопителя. Она включает в сея
компаратор, RS-триггер и аналоговый мультиплексор. Изображение блока
предзаряда в среде Matlab/Simulink представлено на рисунке 64.
Рисунок 64 ― Изображение блока предзаряда
Принцип работы блока предзаряд таков, на компараторе сравниваются
заданное номинальное напряжение ( 𝑈𝑛𝑜𝑚 ) и мгновенное значение
напряжения на нагрузке ( 𝑈𝑛 ) . Когда напряжение на нагрузке становится
больше заданного, на выходе компаратора становится логическая единица. С
выхода компаратора сигнал поступает на S-вход RS-триггера. На R-вход при
выключении преобразователя подается сигнал сброса (Res). Сигнал с прямого
выхода компаратора (Q) подается на элемент сравнения аналогового
мультиплексора. Если подается логический ноль, на выход мультиплексора
подается значение тока предзаряда (𝐼𝑧𝑎𝑟 ). Если подается логическая единица,
на выход мультиплексора подается значение рабочего стабилизированного
тока (𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 ), который определяется мощностью нагрузки. Для быстрого заряда
емкости фильтра ток предзаряда выбирается максимальным, однако он
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
73
должен соответствовать требованиям ГОСТ. Блок схема алгоритма предзаряда
представлена на рисунке 65.
Измерение выходного
напряжения (Un)
Установка номинального
выходного напряжения (Unom )
Un>Unom
Да
Нет
Установка значения тока заряда
(Izar)
Установка значения рабочего
стабилизированного тока (Istab)
Нет Выключение преобразователя
(Res)
Да
Рисунок 65 ― Блок схема алгоритма предзаряда
Осциллограмма напряжения на нагрузке при 100 В представлена на
рисунке 66.
Рисунок 66 ― Осциллограмма напряжения на нагрузке при напряжении
задания 100 В
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
74
Также получены осциллограммы потребляемого из сети тока и
напряжения на нагрузке при номинальном выходном напряжении 100 В.
Осциллограмма потребляемого тока из сети в режиме предзаряда
представлена на рисунке 67.
Рисунок 67 ― Осциллограмма потребляемого тока из сети в режиме
предзаряда
Как видно из рисунка 51 ток из сети потребляется квазисинусоидальный,
однако, в момент переключения (0,12-0,14 с) уставки сетевой ток резко
изменяется, что приводит к появлению высших гармоник в токе сети.
Данная проблема решается с помощью синхронизации момента
переключения с переходом напряжения (тока) сети через нулевое значение.
Изображение блока предзаряда с отслеживанием перехода через ноль
напряжения сети в среде Matlab/Simulink представлено на рисунке 68.
Рисунок 68 ― Изображение блока предзаряда с отслеживанием перехода
через ноль напряжения сети
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
75
С помощью двух компараторов и логического элемента «и»
формируется зона чувствительности перехода напряжения через ноль. Если
напряжение сети меньше 1 и больше -1 на логический вход аналогово
мультиплексора подается единица и сигнал с выхода RS-триггера
запоминается. Блок схема алгоритма предзаряда с отслеживанием перехода
через ноль напряжения сети представлена на рисунке 69.
Измерение входного
напряжения (U1)
(U1>-1)&(U1<1)
Да
Нет
Установка номинального
выходного напряжения (Unom )
Un>Unom
Измерение выходного
напряжения (Un)
Да
Нет
Установка значения тока заряда
(Izar)
Установка значения рабочего
стабилизированного тока (Istab)
Нет Выключение преобразователя
(Res)
Да
Рисунок 69 ― Блок схема алгоритма предзаряда с перехода через ноль
напряжения сети
Осциллограмма потребляемого ток из сети в режиме предзаряда с
отслеживанием нуля напряжения сети представлена на рисунке 70.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
76
Рисунок 70 ― Осциллограмма потребляемого тока из сети в режиме
предзаряда с отслеживанием нуля напряжения сети
Алгоритм,
связывающий
продемонстрирован на рисунке 71.
блоки
системы
управления,
Включение выпрямителя
Предзаряд
Формирование импульсов
управления
Стабилизация напряжения на
нагрузке
Нет
Выключить выпрямитель?
Да
Выключение
Рисунок 71 ― Алгоритм работы системы управления двухканального
безмостового выпрямителя
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
77
Как видно из рисунка 70 потребляемый из сети ток во всех полупериодах
синусоидальный в отличии от осциллограммы на рисунке 67. Однако из-за
того, что при достижении уставки напряжения потребляемый ток не
уменьшается, напряжение на нагрузке продолжает нарастать. Но за один
полупериод оно не может увеличиться больше чем на 1,5% от номинальной
величины.
Алгоритм, представленный на рисунке 71, может использоваться для
реализации системы управления на базе микроконтроллеров.
3.3. РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ ДВУХКАНАЛЬНОГО
БЕЗМОСТОВОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ
3.3.1. ЗАВИСИМОСТИ КПД И КОЭФФИЦИЕНТА
ИСКАЖЕНИЙ ОТ ШИРИНЫ ГИСТЕРЕЗИСА
В ходе проведенной работы была исследована зависимость изменения
гармонического состава потребляемого тока и КПД от мощности нагрузки.
Параметры элементов имитационной модели следующие:
Входной фильтр:
𝐿вх = 1 мГн;
𝐶вх = 1 мкФ.
Накопительные дроссели:
𝐿нак =1 мГн.
Выходной фильтр:
𝐶вых = 120 мФ.
Остальные параметры имитационной модели, такие как параметры
силовых диодов и транзисторов берутся такими же, как было описано в
пункте 2.2.
Параметр суммарного коэффициент гармонических искажений
высчитывается с помощью библиотечного блока powergui и его функции FFT
Analysis, как делалось ранее.
Данный параметр измеряется при разной выходной мощности
преобразователя, аналогично измеряется КПД преобразователя. В итоге
формируется массив с помощью которого в дальнейшем строятся
зависимости.
Для определения КПД двухканального безмостового выпрямителя
требуется воспользоваться формулой 51.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
78
КПД =
𝑈н ∙ 𝐼н
.
𝑈п ∙ 𝐼п
(51)
В среде Matlab/Simulink собрана схема для вычисления КПД. Ее
изображение представлено на рисунке 72.
Рисунок 72 ― Изображение схема для вычисления КПД
Библиотечные блоки RMS вычисляют действующее значения
поступающих сигналов, однако для вывода информации им требуется как
минимум один период питающей сети.
Используя полученные данные КПД и THD, заполняются таблицы, по
которым определяется эффективность работы преобразователя при различных
мощностях нагрузки. Также определяются диапазоны мощности, в которых
измеренные параметры соответствуют следующим требованиям:
коэффициент суммарных гармонических искажений меньше 8%;
КПД больше 75%.
Полученные данные вводятся в программу Mathcad, где строятся
интерполяционные полиномы КПД и THD. Далее построенные полиномы
сравниваются с граничными значениями, представленными ранее, и
формируется вывод о эффективности работы преобразователя и наилучшие
рабочие точки.
В ходе работы исследовалась зависимости КПД и THD схемы от ширины
гистерезиса в системе управления.
В таблице 2 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 100 В и ширине
гистерезиса 1%.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
79
Таблица 2 - значения измеренных параметров схемы при 100 В и ширине 1%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0875
0,13
0,225
0,355
THD (%)
104,91
13,76
6,8
4,07
3,81
7,32
КПД (%)
44,3
86,4
83
78,3
68,4
57,1
На рисунке 73 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 100 В и ширине гистерезиса 1%.
Рисунок 73 ― Полиномы КПД и THD при 100 В и ширине 1%
На рисунке 73 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 3,5 до 5,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 3,3% при мощности
6 кВт. Максимальное значение КПД равняется 86,4% при мощности 2,5 кВт.
В таблице 3 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 200 В и ширине
гистерезиса 1%.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
80
Таблица 3 - значения измеренных параметров схемы при 200 В и ширине 1%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0825
0,1175
0,1925
0,28
THD (%)
181,15
27,99
15,95
9,65
4,95
3,96
КПД (%)
36
80
82,5
84,3
78,8
72,8
На рисунке 74 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 200 В и ширине гистерезиса 1%.
Рисунок 74 ― Полиномы КПД и THD при 200 В и ширине 1%
На рисунке 74 параметры КПД и THD соответствуют требованиям на
интервале от 6 до 9 кВт. Минимальное значение THD равняется 3,95% при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 84,3% при
мощности 5 кВт.
В таблице 4 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 300 В и ширине
гистерезиса 1%.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
81
Таблица 4 - значения измеренных параметров схемы при 300 В и ширине 1%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,085
0,1175
0,18
0,26
THD (%)
199,15
47,79
25,59
16,01
8,54
5,56
КПД (%)
32
80
82
84,3
84,3
78,1
На рисунке 75 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 300 В и ширине гистерезиса 1%.
Рисунок 75 ― Полиномы КПД и THD при 300 В и ширине 1%
На рисунке 75 параметры КПД и THD соответствуют требованиям на
интервале от 8 до 10 кВт. Минимальное значение THD равняется 5,56% при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 85,2% при
мощности 6 кВт.
Анализируя таблицы 2-4 и рисунки 73-75 можно сделать вывод о том,
что точка максимального КПД при разных напряжениях находится в
различных местах. С ростом напряжения на нагрузке увеличивается диапазон
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
82
КПД устройства, данный эффект связан с уменьшением величины
протекающего тока. Также стоит отметить, что при увеличении напряжения
увеличивается и максимальная мощность, при которой параметры КПД и THD
соответствуют требованиям. Эту особенность возможно использовать там, где
сопротивление нагрузки не изменяется, к примеру двигатели постоянного
тока, которые могут использоваться в ручном электроинструменте.
При ширине гистерезиса 1% частота коммутации ключей составляла в
районе 30-33 кГц, за исключением диапазона мощностей от 0,5 до 3,5 кВт. На
данном интервале частота коммутации составляла от 8 до 25 кГц. На
рисунке 76 приведена зависимость частоты коммутации ключей от мощности
нагрузки.
Рисунок 76 ― Зависимость частоты коммутации ключей от мощности
нагрузки
Для снижения частоты работы ключей требуется увеличить ширину
гистерезиса.
В таблице 5 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 100 В и ширине гистерезиса 2%.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
83
Таблица 5 - значения измеренных параметров схемы при 100 В и ширине 2%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0875
0,13
0,23
0,355
THD (%)
97,16
14,52
8,46
5,02
3,66
4,56
КПД (%)
42,6
86,4
83
78,2
66,7
55,5
f (кГц)
7,9
16,35
22
25,9
28,3
26,6
На рисунке 77 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 100 В и ширине гистерезиса 2%.
Рисунок 77 ― Полиномы КПД и THD при 100 В и ширине 2%
На рисунке 77 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 4 до 5,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 3,59% при мощности 7
кВт. Максимальное значение КПД равняется 86,4% при мощности 2,5 кВт.
В таблице 6 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 200 В и ширине гистерезиса 2%.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
84
Таблица 6 - значения измеренных параметров схемы при 200 В и ширине 2%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0825
0,1175
0,1925
0,28
THD (%)
181,76
29
18,1
10,7
6,03
4,87
КПД (%)
36,6
80
84,3
84,3
66,7
55,5
f (кГц)
6,6
16,6
20
24
26
25
На рисунке 78 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 200 В и ширине гистерезиса 2%.
Рисунок 78 ― Полиномы КПД и THD при 200 В и ширине 2%
На рисунке 78 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 6 до 6,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 4,87% при мощности
10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 85,2% при мощности 4,5 кВт.
В таблице 7 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 300 В и ширине гистерезиса 2%.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
85
Таблица 7 - значения измеренных параметров схемы при 300 В и ширине 2%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0825
0,1175
0,18
0,26
THD (%)
199,28
49,17
30,21
17,03
9,69
6,68
КПД (%)
32
80
82,1
84,3
84,3
78,1
f (кГц)
6,6
13,3
18
21
23,3
22,5
На рисунке 79 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 300 В и ширине гистерезиса 2%.
Рисунок 79 ― Полиномы КПД и THD при 300 В и ширине 2%
На рисунке 79 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 9 до 10 кВт. Минимальное значение THD равняется 6,68% при мощности 10
кВт. Максимальное значение КПД равняется 84,86% при мощности 6,5 кВт.
При увеличении ширины гистерезиса до 2% становится больше
суммарный коэффициент гармонических искажений, однако при этом
уменьшается максимальная частота работы ключей (максимальное значение
28,3 кГц). КПД при увеличении ширины гистерезиса изменился только при
100 В.
В таблице 8 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
86
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 100 В и ширине гистерезиса 3%.
Таблица 8 - значения измеренных параметров схемы при 100 В и ширине 3%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0875
0,13
0,23
0,355
THD (%)
97,16
14,52
8,46
5,91
4,5
5,23
КПД (%)
42,6
86,4
83,1
78,2
66,7
55,5
f (кГц)
7,9
15,9
20
23,35
23,5
16,6
На рисунке 80 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 100 В и ширине гистерезиса 3%.
Рисунок 80 ― Полиномы КПД и THD при 100 В и ширине 3%
На рисунке 80 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 4 до 5,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 4,5% при мощности 7,5
кВт. Максимальное значение КПД равняется 86,4% при мощности 2,5 кВт.
В таблице 9 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
87
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 200 В и ширине гистерезиса 3%.
Таблица 9 - значения измеренных параметров схемы при 200 В и ширине 3%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0825
0,1175
0,1925
0,28
THD (%)
182,21
30,05
18,21
11,76
7,05
5,76
КПД (%)
36,6
80
84,3
84,3
66,7
55,5
f (кГц)
6,6
15
18
22
20
18,75
На рисунке 81 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 200 В и ширине гистерезиса 3%.
Рисунок 81 ― Полиномы КПД и THD при 200 В и ширине 3%
На рисунке 81 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD не соответствуют требованиям на всем
интервале мощностей. Минимальное значение THD равняется 5,76 % при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 85,2% при
мощности 4,5 кВт.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
88
В таблице 10 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 300 В и ширине гистерезиса 3%.
Таблица 10 - значения измеренных параметров схемы при 300В и ширине 3%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0825
0,1175
0,18
0,26
THD (%)
199,7
50,61
32,8
18,28
10,95
7,75
КПД (%)
32
80
83,1
84,3
84,3
78,1
f (кГц)
6,6
13,3
16,6
18,6
20
18,75
На рисунке 82 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 300 В и ширине гистерезиса 3%.
Рисунок 82 ― Полиномы КПД и THD при 300 В и ширине 3%
На рисунке 82 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 9,5 до 10 кВт. Минимальное значение THD равняется 7,75 % при мощности
10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 84,8% при мощности 6,5 кВт.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
89
В таблице 11 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 100 В и ширине гистерезиса 4%.
Таблица 11 - значения измеренных параметров схемы при 100В и ширине 4%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,085
0,13
0,23
0,355
THD (%)
97,77
16,13
9,21
6,77
5,4
5,98
КПД (%)
42,6
84,2
83,1
78,4
66,7
55,5
f (кГц)
7,9
15,35
18,3
21,35
21,45
15,05
На рисунке 83 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 100 В и ширине гистерезиса 4%.
Рисунок 83 ― Полиномы КПД и THD при 100 В и ширине 4%
На рисунке 83 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 4,5 до 5,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 5,23 % при мощности
7 кВт. Максимальное значение КПД равняется 84,2% при мощности 2,5 кВт.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
90
В таблице 12 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 200 В и ширине гистерезиса 4%.
Таблица 12 - значения измеренных параметров схемы при 200В и ширине 4%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0825
0,1175
0,1925
0,28
THD (%)
182,2
31,09
19,43
12,81
8,11
6,88
КПД (%)
36,6
80
84,3
84,3
66,7
55,5
f (кГц)
6,6
15
18
21
18,3
16,25
На рисунке 84 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 200 В и ширине гистерезиса 4%.
Рисунок 84 ― Полиномы КПД и THD при 200 В и ширине 4%
На рисунке 84 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD не соответствуют требованиям на всем
интервале мощностей. Минимальное значение THD равняется 6,88 % при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 85,2% при
мощности 4,5 кВт.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
91
В таблице 13 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений, КПД и частоты
коммутации ключей от мощности нагрузки при напряжении на нагрузке
равном 300 В и ширине гистерезиса 4%.
Таблица 13 - значения измеренных параметров схемы при 300В и ширине 4%
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,055
0,0825
0,1175
0,18
0,26
THD (%)
200
52,04
35,23
19,75
12,09
8,75
КПД (%)
32
80
83,1
84,3
84,3
78,1
f (кГц)
6,6
12,8
15,5
17,5
16,6
15
На рисунке 85 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 300 В и ширине гистерезиса 4%.
Рисунок 85 ― Полиномы КПД и THD при 300 В и ширине 4%
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
92
На рисунке 85 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD не соответствуют требованиям на всем
интервале мощностей. Минимальное значение THD равняется 6,88 % при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 85,2% при
мощности 4,5 кВт.
Как отмечалось ранее КПД устройства с увеличением ширины
гистерезиса не изменяется, изменяется лишь суммарный коэффициент
гармонических искажений и частота работы силовых ключей. Стоит отметить,
что при ширине гистерезиса больше 3% параметр THD не соответствует
требованиям ГОСТ, и дальнейшее увеличение ширины не рационально. На
рисунке 86 приведены зависимости рабочей частоты ключей от мощности при
разной ширине гистерезиса и напряжении на нагрузке 100 В.
Рисунок 86 ― Зависимости рабочей частоты ключей от мощности при
разной ширине гистерезиса и напряжении на нагрузке 100 В
На рисунке 86 сплошной линией обозначена зависимость при ширине
гистерезиса 1%, штриховой линей – 2%, штрихпунктирной линией– 3%,
точечной линией – 4%. Стоит отметить, что при мощностях от 0,5 до 2,5 кВт
частота работы ключей практически одинакова для любой ширины,
следовательно, параметр ширины гистерезиса не сказывается на работе
устройства. При мощностях от 3,5 до 10 кВт видно разделение рабочих частот.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
93
3.3.2. ЗАВИСИМОСТИ КПД И КОЭФФИЦИЕНТА
ИСКАЖЕНИЙ ОТ ПАРАМЕТРОВ ВХОДНОГО ФИЛЬТРА
Производились исследование влияние параметров входного фильтра на
работу
модели
двухканального
безмостового
выпрямителя
при
фиксированной ширине гистерезиса 1%.
В таблице 14 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 100 В, 𝐿вх = 10 мГн,
𝐶вх = 0,1 мкФ.
Таблица 14 - значения измеренных параметров схемы при 100 В, 𝐿вх = 10 мГн,
𝐶вх = 0,1 мкФ
Pн (кВт)
0,5
1,5
2,5
3,5
4,5
5
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,011
0,035
0,0575
0,13
0,23
0,3
THD (%)
4,67
2,04
3,5
8,33
13,4
18,5
КПД (%)
91,3
89
85
56,3
48
36,3
На рисунке 87 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 100 В, 𝐿вх = 10 мГн, 𝐶вх = 0,1 мкФ
Рисунок 87 ― Полиномы КПД и THD при 100 В, 𝐿вх = 10 мГн, 𝐶вх = 0,1 мкФ
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
94
На рисунке 87 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 0,5 до 2,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 2,04% при мощности
1,5 кВт. Максимальное значение КПД равняется 91,5% при мощности 0,5 кВт.
В таблице 15 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 200 В, 𝐿вх = 10 мГн,
𝐶вх = 0,1 мкФ.
Таблица 15 - значения измеренных параметров схемы при 200 В, 𝐿вх = 10 мГн,
𝐶вх = 0,1 мкФ
Pн (кВт)
0,5
1,5
2,5
3,5
4,5
5
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,011
0,035
0,0575
0,13
0,17
0,2
THD (%)
8,65
2,73
3,6
9,2
12,01
14,02
КПД (%)
92,7
88,7
90,1
57,4
56,3
55,6
На рисунке 88 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 200 В, 𝐿вх = 10 мГн, 𝐶вх = 0,1 мкФ.
Рисунок 88 ― Полиномы КПД и THD при 200 В, 𝐿вх = 10 мГн, 𝐶вх = 0,1 мкФ
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
95
На рисунке 88 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 1 до 2,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 2,21% при мощности
2 кВт. Максимальное значение КПД равняется 92,7% при мощности 0,5 кВт.
В таблице 16 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 300 В, 𝐿вх = 10 мГн,
𝐶вх = 0,1 мкФ.
Таблица 16 - значения измеренных параметров схемы при 300 В, 𝐿вх = 10 мГн,
𝐶вх = 0,1 мкФ
Pн (кВт)
0,5
1,5
2,5
3,5
4,5
5
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,011
0,034
0,0575
0,1
0,15
0,17
THD (%)
12,28
3,53
3,89
6,91
10,76
12,05
КПД (%)
93,3
91,9
90,5
73,5
68
64,3
На рисунке 89 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 300 В, 𝐿вх = 10 мГн, 𝐶вх = 0,1 мкФ.
Рисунок 89 ― Полиномы КПД и THD при 300 В, 𝐿вх = 10 мГн, 𝐶вх = 0,1 мкФ
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
96
На рисунке 89 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 1 до 3 кВт. Минимальное значение THD равняется 2,98% при мощности
2 кВт. Максимальное значение КПД равняется 93,3% при мощности 0,5 кВт.
Анализируя данные таблиц 14-16 и рисунки 87-89 можно сделать вывод
о том, что точка максимального КПД при разных напряжениях находится в
одном и том же месте (при мощности 0,5 кВт).
Стоит отметить, что при увеличении напряжения мощность, при
которой параметры КПД и THD соответствуют требованиям, не изменяется.
Эту особенность возможно использовать там, где сопротивление нагрузки не
постоянно, а постоянна мощность, к примеру, входные каскады блоков
питания.
Используемый входной дроссель имеет большое значение
индуктивности, однако если применять данные параметры входного фильтра
только при в маломощных устройствах (до 1 кВт) габариты фильтра будут не
значительны.
При мощных нагрузках большое значение индуктивности приведет к
увеличению потерь и следственно к уменьшению КПД. При уменьшении
индуктивности фильтра требуется также уменьшать индуктивность
накопительных дросселей. Е
сли индуктивность фильтра будет много меньше индуктивности
накопительного дросселя, входной фильтр не будет отрабатывать, что
приведен к увеличению суммарного коэффициента гармонических
искажений.
В таблице 17 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 100 В, 𝐿вх = 3,3 мГн,
𝐶вх = 0,33 мкФ.
Таблица 17 -значения измеренных параметров схемы при 100 В, 𝐿вх = 3,3 мГн,
𝐶вх =0,33 мкФ
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
6,5
7,5
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,0095
0,0575
0,0875
0,135
0,23
0,35
THD (%)
28,6
2,71
2,45
3,28
8,01
9,71
КПД (%)
84,3
88,8
84
75,6
62,1
44,1
На рисунке 90 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 100 В, 𝐿вх = 3,3 мГн, 𝐶вх = 0,33 мкФ.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
97
Рисунок 90 ― Полиномы КПД и THD при 100 В, 𝐿вх =3,3 мГн, 𝐶вх =0,33 мкФ
На рисунке 90 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 2 до 5 кВт. Минимальное значение THD равняется 2,07% при мощности
3 кВт. Максимальное значение КПД равняется 89,6% при мощности 2 кВт.
В таблице 18 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 200 В, 𝐿вх = 3,3 мГн,
𝐶вх = 0,33 мкФ.
Таблица 18 -значения измеренных параметров схемы при 200 В, 𝐿вх = 3,3 мГн,
𝐶вх = 0,33 мкФ
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,01
0,0575
0,0825
0,13
0,22
0,35
THD (%)
48,2
4,88
3,2
3,44
5,79
9,61
КПД (%)
81,6
89,9
86
80
71,4
61,1
На рисунке 91 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 200 В, 𝐿вх = 3,3 мГн, 𝐶вх = 0,33 мкФ.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
98
Рисунок 91 ― Полиномы КПД и THD при 200 В, 𝐿вх =3,3 мГн, 𝐶вх =0,33 мкФ
На рисунке 91 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 2,5 до 5,5 кВт. Минимальное значение THD равняется 3,16% при мощности
3 кВт. Максимальное значение КПД равняется 89,7% при мощности 2 кВт.
В таблице 19 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 300 В, 𝐿вх = 3,3 мГн,
𝐶вх = 0,33 мкФ.
Таблица 19 -значения измеренных параметров схемы при 300 В, 𝐿вх = 3,3 мГн,
𝐶вх = 0,33 мкФ
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,01
0,0575
0,08
0,12
0,19
0,28
THD (%)
58,13
7,73
5,21
3,95
5,05
7,36
КПД (%)
75,3
91,4
90,1
87,2
82,9
75,8
На рисунке 92 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 300 В, 𝐿вх = 3,3 мГн, 𝐶вх = 0,33 мкФ.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
99
Рисунок 92 ― Полиномы КПД и THD при 300 В, 𝐿вх =3,3 мГн, 𝐶вх =0,33 мкФ
На рисунке 92 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD соответствуют требованиям на интервале
от 2,5 до 10 кВт. Минимальное значение THD равняется 3,78% при мощности
5,5 кВт. Максимальное значение КПД равняется 91,4% при мощности 2,5 кВт.
В таблице 20 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 100 В, 𝐿вх = 0,33 мГн,
𝐶вх = 3,3 мкФ.
Таблица 20-значения измеренных параметров схемы при 100 В, 𝐿вх =0,33 мГн,
𝐶вх = 3,3 мкФ
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,05
0,0775
0,12
0,21
0,315
THD (%)
124,51
56,82
38,21
23,43
10,21
5,7
КПД (%)
15,2
59,7
68,2
74,9
70,6
65,1
На рисунке 93 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 100 В, 𝐿вх = 0,33 мГн, 𝐶вх = 3,3 мкФ.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
100
Рисунок 93 ― Полиномы КПД и THD при 100 В, 𝐿вх =0,33 мГн, 𝐶вх =3,3 мкФ
На рисунке 93 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD не соответствуют требованиям на всем
интервале мощностей. Минимальное значение THD равняется 5,7% при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 75,2% при
мощности 5,5 кВт.
В таблице 21 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 200 В, 𝐿вх = 0,33 мГн,
𝐶вх = 3,3 мкФ.
Таблица 21-значения измеренных параметров схемы при 200 В, 𝐿вх =0,33 мГн,
𝐶вх = 3,3 мкФ
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,05
0,078
0,115
0,19
0,26
THD (%)
311,73
120,87
80,21
49,9
25,15
15,09
КПД (%)
11,5
55
68,2
78,9
80
79,8
На рисунке 94 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 200 В, 𝐿вх = 0,33 мГн, 𝐶вх = 3,3 мкФ.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
101
Рисунок 94 ― Полиномы КПД и THD при 200 В, 𝐿вх =0,33 мГн, 𝐶вх =3,3 мкФ
На рисунке 94 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD не соответствуют требованиям на всем
интервале мощностей. Минимальное значение THD равняется 15,09% при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 80,9% при
мощности 6 кВт.
В таблице 22 приведены значения относительного стабилизированного
тока, суммарного коэффициента гармонический искажений и КПД от
мощности нагрузки при напряжении на нагрузке равном 300 В, 𝐿вх = 0,33 мГн,
𝐶вх = 3,3 мкФ.
Таблица 22-значения измеренных параметров схемы при 300 В, 𝐿вх =0,33 мГн,
𝐶вх = 3,3 мкФ
Pн (кВт)
0,5
2,5
3,5
5
7,5
10
𝐼𝑠𝑡𝑎𝑏 (у. е.)
0,005
0,07
0,0875
0,13
0,19
0,28
THD (%)
431,07
173,21
123,21
76,36
44,42
25,4
КПД (%)
9,8
46
58,2
73,3
83,1
80
На рисунке 95 представлены полиномы КПД и THD при напряжении на
нагрузке 300 В, 𝐿вх = 0,33 мГн, 𝐶вх = 3,3 мкФ.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
102
Рисунок 95 ― Полиномы КПД и THD при 300 В, 𝐿вх =0,33 мГн, 𝐶вх =3,3 мкФ
На рисунке 95 кривая КПД обозначена пунктирной линией, THD –
сплошной. Параметры КПД и THD не соответствуют требованиям на всем
интервале мощностей. Минимальное значение THD равняется 25,4% при
мощности 10 кВт. Максимальное значение КПД равняется 83,3% при
мощности 8 кВт.
Анализируя данные таблиц 20-22 и рисунки 93-95 можно сделать вывод
о том, используемы параметры фильтра не рекомендуется использовать для
проектирования двухканального выпрямителя малой и средней мощностей,
поскольку параметр THD не соответствует требованиям ГОСТ.
При выборе входного фильтра требуется установить диапазон
мощностей нагрузки. При малых нагрузках значение индуктивности фильтра
требуется выбирать большим, в отличии от больших нагрузок. Значение
емкости фильтра на оборот, при больших нагрузках емкость фильтра должна
быть больше, чем при малых.
ВЫВОДЫ
Реализовав
алгоритм
работы
двухканального
безмостового
выпрямителя составлен ряд рекомендаций. Было установлено, что режим
предзаряда требует отслеживания перехода через ноль напряжения сети для
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
103
минимизации искажения формы тока. Осуществлять изменение величины
потребляемого тока требуется также в момент перехода напряжения через
ноль. Увеличение ширины гистерезиса уменьшает частоту работы ключей,
при этом ухудшает форму потребляемого тока. Была дана рекомендация по
выбору входного фильтра, при малых мощностях индуктивность фильтра
выбирается больше, чем при большей, емкостью фильтра наоборот, при
больших мощностях больше, при малых меньше.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
104
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В ходе работы был произведен анализ выпрямителей, ККМ и
безмостовых выпрямителей. Рассмотрены ближайшие прототипы и аналоги.
Разработано схемотехническое решение двухканального безмостового
выпрямителя с функцией коррекции потребляемого сетевого тока. Описан
принцип
работы
устройства.
Определена
область
применения
преобразователя. Аналитически и математически описан двухканальный
безмостовой выпрямитель. Произведено имитационное моделирование в
среде Matlab/Simulink. Разработан прототип системы управления
преобразователем. Получены зависимости изменения КПД и суммарного
коэффициента гармонических искажений от параметров элементов
устройства.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
105
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.
Герман-Галкин С.Г. MATLAB&SIMULINK Проектирование
мехатронных систем на ПК / С.Г. Герман-Галкин // Учебное пособие СПб: Корона-Век, 2008. – 368 с.
2.
Кук С. Безмостовой преобразователь корректора
коэффициента мощности с КПД до 98% и КМ 0,999 / С. Кук//
Электронные компоненты №8, 2010. – 45-50 с.
3.
Кук С. Безмостовой преобразователь корректора
коэффициента мощности с КПД до 98% и КМ 0,999. Часть 2. / С. Кук//
Электронные компоненты №11, 2010. – 46-51 с.
4.
Кук С. Безмостовой преобразователь корректора
коэффициента мощности с КПД до 98% и КМ 0,999. Часть 3. / С. Кук//
Электронные компоненты №2, 2011. – 48-57 с.
5.
Мелешин
В.И.
Управление
транзисторными
преобразователями электроэнергии / В.И. Мелешин, Д.А. Овчинников //
Москва: Техносфера, 2011. – 576 с.
6.
Моин
В.
С.
Стабилизированные
транзисторные
преобразователи / В. С. Моин // Москва: Энергоатомиздат, 1986. – 376 с
7.
Найвельт
Г.С.
Источники
электропитания
радиоэлектронной аппаратуры / Г.С Найвельт, К.Б. Мазель, Ч.И.
Хусаинов и др. // Справочник - Москва: Радио и связь, 1985. – 576 с.
8.
Федотов Ю. Б. Однофазные корректоры коэффициента
мощности / Ю. Б. Федотов, А. А. Тишкин.
9.
Чиженко И.М. Основы преобразовательной техники / И.М.
Чиженко, В.С. Руденко, И.В. Синько // Москва: Высш. школа, 1974. –
430 с.
10. Однофазный безмостовой корректор коэффициента
мощности // Патент РФ № 2541910. 2013 / Дроздецкий С. В., Кругликов
И. А., Ширяев А. О., Якименко И. В.
11. Сетевой выпрямитель с корректором коэффициента
мощности // Патент РФ № 143860. 2014 / Резников С. Б., Бочаров В.
В., Харченко И. А., Смирнов В. Н.
12. Balogh L., Redl R. Power-factor correction with interleaved
boost converters in continuousinductor-current mode // IEEE Applied Power
Electronics Conf., 1993. - pp. 168 – 174.
13. Basu S., Undeland T.M. Inductor Design Considerations for
optimizing performance & cost of Continuous Mode Boost PFC Converters //
IEEE Applied Power Electronics Conf., 2005. - pp. 1133 - 1138.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
106
14. Choi W. Y., Kwon J. M., Kwon B. H. Bridgeless dual-boost rectifier
with reduced diode reverse-recovery problems for power-factor correction // IET
Power Electron., vol. 1, no. 2, 2008. - pp. 194- 202.
15. Fardoun A. A., Ismail E. H., Sabzali A. J., Al-Saffar M. A. New
efficient bridgeless Cuk rectifiers for PFC applications // IEEE Trans. Power
Electron., vol. 27, no. 7, Jul. 2012. - pp. 3292-3301.
16. Fardoun A. A., Ismail E. H., Al-Saffar M. A., Sabzali A. J. A bridgeless
resonant pseudo boost PFC rectifier // IEEE Trans. Power Electron., vol. 29, no. 11,
Nov. 2014. - pp. 5949-5960.
17. Hua G. C. A novel CCM single-stage power factor correction converter
// U.S. Patent NO. 5,790,389, Aug. 4, 1998.
18. Huber L., Jang Y., Jovanovic M. M. Performance evaluation of
bridgeless PFC boost rectifiers // IEEE Trans. Power Electron., vol. 23, no. 3, May
2008. - pp. 1381-1390.
19. Ismail E. H. Bridgeless SEPIC rectifier with unity power factor and
reduced conduction losses // IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 56, no. 4, Apr. 2009. pp. 1147-1157.
20. Jinsong Zhu A., Pratt, Capacitor ripple current in an interleaved PFC
converter // IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. - pp. 3444 –
3450.
21. Kim Y. S., Sung W. Y., Lee B. K. Comparative performance analysis
of high density and efficiency PFC topologies // IEEE Trans. Power Electron., vol.
29, no. 6, Jun. 2014. - pp. 2666-2679.
22. Liu J., W. Chen, J. Zhang, Xu D., Lee F. C. Evaluation of power losses
in different CCM mode single-phase boost PFC converters via a simulation tool //
in Conf. Rec. IEEE-IAS Annu. Meeting, vol. 4, Sept. 2001. - pp. 2455-2459.
23. Liu Y., Smedley K. A new passive soft-switching dual-boost topology
for power factor correction // in Proc. IEEE Power Electronics Specialists., vol. 2,
Jun. 2003. - pp. 669-676.
24. Mahdavi M., Farzaneh-fard H. Bridgeless CUK power factor correction
rectifier with reduced conduction losses // IET Power Electron., vol. 5, iss. 9, 2012.
- pp. 1733-1740.
25. Mahdavi M., Farzanehfard H. Bridgeless SEPIC PFC rectifier with
reduced components and conduction losses // IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58,
no. 9, Sep. 2011. - pp. 4153-4160.
26. Mahdavi M., Farzanehfard H. Zero-voltage transition bridgeless singleended primary inductance converter power factor correction rectifier // IET Power
Electron., vol. 7, iss. 4, 2014. - pp. 895-902.
27. Martinez R., Enjeti P. N. A high-performance single-phase rectifier
with input power factor correction // IEEE Trans. Power Electron., vol. 11, no. 2,
Mar. 1996. - pp. 311-317.
28. Marvi M., Fotowat-Ahmady A. A fully ZVS critical conduction mode
boost PFC // IEEE Trans. Power Electron., vol. 27, no. 4, Apr. 2012. - pp. 19581965.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
107
29. Mitchell D. M. AC-DC converter having an improved power
factor // U.S. Patent 4 412 277, Oct. 25, 1983.
30. Musavi F., Eberle W., Dunford W. G. A phase-shifted gating
technique with simplified current sensing for the semi-bridgeless AC–DC
converter // IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 62, no. 4, May 2013. - pp. 15681576.
31. Ortmann M., Soeiro T., Heldwein M. High switches utilization
single-phase PWM boost- type PFC rectifier topologies multiplying the
switching frequency // IEEE Trans. Power Electron., vol. 29, no. 11, Nov.
2014. - pp. 5749-5760.
32. Pengju Kong C. W., Wang S., Lee. F. C. Common-Mode EMI
Study and Reduction Technique for the Interleaved Multichannel PFC
Converter // IEEE Trans. Power Electron. vol. 23, 2008. - pp. 2576 - 2584.
33. Sabzali A. J., Ismail E. H., Al-Saffar M. A., Fardoun A. A. New
bridgeless DCM SEPIC and Cuk PFC rectifiers with low conduction and
switching losses // IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 47, no. 2, Mar./Apr. 2011. pp. 873-881.
34. Salmon J. C. Circuit topologies for PWM boost rectifiers
operated from 1-phase and 3-phase AC supplies and using either single or split
DC rail voltage outputs // in Proc. IEEE Applied Power Electronics Conf.,
vol.1, Mar. 1995. - pp. 473-479.
35. Salmon J. C. Circuit topologies for single-phase voltage-doubler
boost rectifiers // IEEE Trans. Power Electron., vol. 8, no. 4, 1993. - pp. 521529.
36. Sebastian J., Hernando M. M., Villegas P., Diaz J., Fontam A.
Input current shaper based on the series connection of a voltage source and a
loss-free resistor // in Proc. IEEE Applied Power Electronics Conf., 1998. pp. 461-467.
37. Singh B., Bist V. Improved power quality bridgeless cuk
converter fed brushless DC motor drive for air conditioning system // IET
Power Electron., vol. 6, iss. 5, 2013. - pp. 902-913.
38. Souza A. F., Barbi I. A new ZVS-PWM unity power factor
rectifier with reduced conduction losses // IEEE Trans. Power Electron., vol.
10, no. 6, Nov. 1995. - pp. 746-752.
39. Souza A. F., Barbi I. A new ZCS quasi-resonant unity power
factor rectifier with reduced conduction losses // in Proc. IEEE Power
Electronics Specialists., vol. 2, Jun. 1995. - pp. 1171-1177.
40. Souza A. F., Barbi I. High power factor rectifier with reduced
conduction and commutation losses // in Proc. Int. Telecommunication
Energy Conf., Jun. 1999. - pp. 8.1.1-8.1.5.
41. Su B., Lu Z. An interleaved totem-pole boost bridgeless rectifier
with reduced reverse-recovery problems for power factor correction // IEEE
Trans. Power Electron., vol. 25, no. 6, Jun. 2010. - pp. 1406-1415.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
108
42. Teramoto S., Sekine M., Saito R., High power factor AC/DC converter
// U.S. Patent No. 5,301,095, Apr. 5, 1994.
43. Todd P. C. UC3854 controlled power factor correction circuit design //
Unitrode APPLICATION NOTE SLUA 144, 1999.
44. Tsai H. Y., Hsia T. H., Chen D. A family of zero-voltage-transition
bridgeless power-factor correction circuits with a zero-current-switching auxiliary
switch // IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 5, May 2011. - pp. 1848-1855.
45. Tsai H. Y., Hsia T. H., Chen D. A novel soft-switching bridgeless
power factor correction circuit // in Power Electronics and Applications, 2007
European Conference on, 2007. - pp. 1-10.
46. Xu D., Zhang J., Chen W., Lin J., Lee F. C.. Evaluation of output filter
capacitor current ripples in single phase PFC converters // in Proceedings of the
Power Conversion Conference, PCC. vol. 3 Osaka, Japan, 2002. - pp. 1226 – 1231.
47. Wang C. M. A new single-phase ZCS-PWM boost rectifier with high
power factor and low conduction losses // IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 53, no. 2,
Apr. 2006. - pp. 500-510.
48. Yang J. W., Do H. L. Bridgeless SEPIC converter with a ripple-free
input current // IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 7, Jul. 2013. - pp. 33883394.
Изм. Лист
№ докум.
Подпись Дат
ВКР-НГТУ-11.04.04-(М17-ПЭ)-01-2019
Лист
109
Отзывы:
Авторизуйтесь, чтобы оставить отзыв