Радиофотонная ФАР

МИНОБРНАУКИ РОССИИ Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования «Национальный исследовательский университет «Московский институт электронной техники» Факультет микроприборов и технической кибернетики Кафедра микроэлектронных радиотехнических устройств и систем Бирюк Алексей Александрович Магистерская диссертация по направлению 11.04.01 «Радиотехника» ИССЛЕДОВАНИЕ ВОЗМОЖНОСТИ СОЗДАНИЯ РАДИОФОТОННОЙ ФАР Студент Бирюк А.А. Научный руководитель, к. ф.-м. н. Лялин К. С. Москва 2017

Оглавление 1 Введение .....................................................................................................................4 2 Обзорная часть ..........................................................................................................7 Требования к современным РЛС ..............................................................................7 Проблемы и ограничения классических аналоговых трактов РЛС....................... 11 Потери фидерного тракта ................................................................................... 11 Частотная зависимость при сканировании лучом ФАР .................................... 13 Аналого-цифровое преобразование ................................................................... 17 Радиофотоника ........................................................................................................ 20 3 Теоретическая часть............................................................................................... 25 Оптическая линия.................................................................................................... 25 Оптический источник сигнала ................................................................................ 30 Оптические усилители ............................................................................................ 34 E/O преобразование и модуляция ........................................................................... 38 Фотодетектор........................................................................................................... 46 Оптические линии задержки................................................................................... 48 Набор линий задержек ........................................................................................ 53 Набор секций свободного пространства ............................................................ 56 Оптические линии переменной длины. ............................................................. 60 Набор секций свободного пространства с переменной дисперсией ................. 61 Высокодисперсионные оптические линии ........................................................ 62 4 Моделирование радиофотонного канала............................................................. 70 Заключение ................................................................................................................. 88 Список использованной литературы ...................................................................... 90 2

Список сокращений Сокращение Значение РТС Радиотехническая система РЛС Радиолокационная станция РЭБ Радиоэлектронная борьба АФАР Активная фазированная антенная решетка ФАР Фазированная антенная решетка ЦАР Цифровая антенная решетка ДН Диаграмма направленности АЦП Аналогово-цифровой преобразователь РСА Радар синтезированной апертуры РЛИ Радиолокационное изображение СВЧ Сверхвысокие частоты ЦОС Цифровая обработка сигналов EDF Эрбиевый легированный слой WDM Мультиплексирование с разделением по длине волны ASE Усиленная спонтанная эмиссия RIN Относительный шум интенсивности E/O Электронно-оптическое преобразование СВЧ Сверхвысокие частоты MZM Модулятор Маха-Цендера IMDD Модуляция интенсивности прямого детектирования ЛЧМ Линейно-частотная модуляция АКФ Автокорреляционная функция УБЛ Уровень боковых лепестков 3

1 Введение Темой данной работы является исследование возможности создания радиофотонной фазированной антенной решетки. В последнее время все большее внимания научного и инженерного сообществ, имеющих отношения к радиолокации, уделяется новой технической отрасли - радиофотонике. Радиофотонные системы превосходят традиционные по всем ключевым тактико-техническим характеристикам, включая устойчивость к мощным электромагнитным импульсам, значительное повышение КПД и снижение габаритов и стоимости при серийном производстве. Актуальность подтверждается темы динамическим ростом количества научных публикаций за последние десятилетия, относящихся к фотонике, радиофотонике и интегральной фотонике, созданием государственных организаций и институтов и выделением крупных грантов на исследования и разработку в этой области. В США и Европе фотоника входит в основные перспективные научнотехнические отрасли развития. В 2015 году на деньги Министерства обороны США создан "Объединенный институт фотоники" (Integrated Photonics Institute for Manufacturing Innovation). В Европе была создана технологическая платформа "Photonics21", объединяющая около двух тысяч организаций, активно действует некоммерческая организация "Европейский индустриальный консорциум по фотонике" (European Photonics Industry Consortium — EPIC), основанный компаниями Aixton, CDT, Osram, Philips и Sagem. Бурное развитие фотоники позволило научному сообществу представить новые решения в области радиотехнических систем, такие как радиофотонная РЛС. Под грантом "Европейского исследовательского совета" (European Research Council) был создан проект PHODIR (Photonics-based fully 4

digital radar), в 2014 году представивший рабочий прототип радиофотонного радара. Проект освещался в научно-техническом журнале Nature, а также на других крупных научно-технических ресурсах с миллионной аудиторией. В России с 2015 года по заказу Фонда перспективных исследований (ФПИ) разрабатывается радиофотонная активная фазированная антенная решетка для авиационных радаров. настоящего Целью исследования является предоставление теоретической базы для построения радиофотонного радара с фазированной антенной решеткой. Задачей настоящего исследования является анализ современного состояния области исследования и технических предпосылок к созданию радиофотонного радара с фазированной антенной решеткой. Объектом исследования являются научные публикации и достижения науки и техники в области исследования. Предметом исследования является теоретическая и математическая модель радиофотонного тракта РЛС. Методами исследования в настоящей работе являются теоретический анализ, обзор научных трудов, аналитические численные методы, а также численные методы с использованием пакета программ OptiSystem и MATLAB. Практическое значение полученных результатов распространяется на создание принципиально новых широкополосных радаров с применением радиофотоники, а также на улучшение технических характеристик существующих РЛС путем замены классических аналоговых трактов радифотонными. Достоверность полученных результатов гарантируется авторами научных публикаций, рецензируемых Институтом инженеров 5

электротехники и электроники (IEEE) и другими ассоциациями и журналами, работающими в области науки и техники. 6

2 Обзорная часть Требования к современным РЛС С первого наблюдения отражения радиоволн от морского судна в 80-х годах XIX века мир [1] пережил две крупных войны, этапы индустриализации, промышленных революций и технического прогресса XX века, что способствовало бурному развитию радиолокации и сильно изменило представление человека о наблюдении движущихся и статических объектов. Из-за появившейся необходимости в обнаружении объектов авиации, и появлении первых РЛС, развитие радиотехники пошло стремительными темпами. Почти сразу после того, как радар был признан эффективным инструментом в обнаружении воздушных объектов, началась разработка технических средств, основной целью которых было нарушить эффективную работу радара и его оператора. С целью сделать подобные контрмеры неэффективными, потребовалась переработка существующих в то время систем. Этот итерационный процесс продолжается и сегодня. Разработка современных радаров военного назначения следует принципу «видеть и не быть увиденным». С момента создания первого радиолокатора увеличивалась скорость самолетов, ракет, появились системы радиоэлектронной борьбы, и к РЛС, соответственно, предъявлялись все более жесткие требования по увеличению дальности, пространственного разрешения, точности измерения координат и скорости цели, что привело к созданию систем с электронным управлением диаграммой направленности антенны (ФАР, АФАР) [2]. Модернизация РЛС требовала компромиссных подходов к инженерной сложности, мощности передатчиков станций, мобильности, массогабаритным характеристикам и стоимости систем. С развитием радиотехнической элементной базы и вычислительной техники в 7

радиолокации повсеместно стала применятся цифровая обработка сигналов. Благодаря развитию цифровой техники, появлению высокоскоростных АЦП и ЦАП, возникли принципиально новые возможности создания цифровых и адаптивных антенных решеток, способных воспринять всю информацию, содержащуюся в структуре пространственно-временных электромагнитных полей в раскрыве решётки, и практически без потерь трансформировать её в данные о наличии и параметрах объектов [3]. Максимальная эффективность работоспособности таких современных РЛС по сути упирается в физические ограничения аналоговых трактов, антенн и цифровых преобразователей. Радиолокационные станции нового поколения представляют из себя многозадачную программно-адаптируемую систему, совмещающую функции радиолокации и многоканальной связи, реализованные на одной платформе. В задачи выполняемые такой РЛС будут входить одновременное сканирование нескольких секторов пространства, отслеживание движущихся объектов в зоне наблюдения, обнаружение скрытых целей, широкополосная передача данных (Рис. 1). Технические требования к новому поколению РЛС как никогда высоки – совмещать как можно больший функционал при небольших габаритах и энергопотреблении (в особенности на РЛС летательных аппаратов). 8

Рисунок 1. Многозадачная РЛС Таблица 1. Требования к современным РЛС. Требования к РЛС Причины требований Способы технической реализации Высокая разрешающая способность Проникающая способность Обнаружение целей; Высокая несущая частота сигнала/широкая полоса сигнала; Обнаружение скрытых Широкополосные целей (внутри зданий, под многодиапазонные поверхностью земли, цели, передатчики/приемники скрытые с низким уровнем растительностью); фазовых шумов; 9

Помехоустойчивость Низкая вероятность ошибки обнаружения; Сложные широкополосные сигналы; Низкий уровень шума и высокий динамический диапазон приемника; Преимущества в Повышение скрытности Сверхширокая полоса радиоэлектронной РЛС, возможность работы сигнала с борьбе при наличии активных использование помех; шумоподобных сигналов; Адаптивная фильтрация; Малые габариты и Стоимость и простота Минитиарюзация, вес, низкий уровень транспортировки и использование энергопотребления и обслуживания; фидерных трактов с тепловыделения малым уровнем потерь Высокая Мультифункциональность, Полностью цифровая мобильность и применение комплексов программноуровень развертки на местности; адаптируемая система, реконфигурации Применение цифровых и адаптивных антенных решеток; В таблице 1 приведен список основных требований к современным РЛС и способы их технической реализации. Техническая реализация задаваемых современным РЛС требований, основным из которых является наличие широкой рабочей полосы частот, на классических аналоговых трактах имеет некоторые физические ограничения, ряд из которых рассматриваются далее. 10

Проблемы и ограничения классических аналоговых трактов РЛС Потери фидерного тракта Энергетические потери в традиционных коаксиальных фидерных трактах имеют место в основном по причинам потерь на нагрев проводника и диэлектрических потерь. Диэлектрические потери в линии характеристическому сопротивлению кабеля обратно пропорциональны и возрастают с увеличением частоты. При воздействии переменного напряжения на диэлектрик в нем, кроме сквозной электропроводности, проявляются механизмы превращения электрической энергии в тепловую, пропорциональную напряжению электромагнитного поля. Также, как и диэлектрические потери, они зависят от характеристического сопротивления среды и увеличиваются с увеличением частоты [4]. Рисунок 2. Потери типовых коаксиальных кабелей На Рис. 2 показаны потери для некоторых стандартов медных сверхвысокочастотных коаксиальных линий. Как видно из графика, потери для распространенных СВЧ диапазонов РЛС составляют порядка 1 – 5 дБ на 11

метр, в зависимости от частоты. Такие потери энергии в фидерных трактах приводят к уменьшению отношения сигнал/шум на выходе фидерного тракта. Чтобы снизить эффект потерь фидерных линий, в РЛС используют наиболее близко возможное расположение источника сигнала к усилителям/излучателям антенной решетки. Невозможность сокращения дистанции между излучателями и генератором/усилителям ведет к необходимости в увеличении мощности генератора СВЧ сигнала или необходимости в большем коэффициенте усиления усилителей. При построении антенных решеток с большим количеством элементов, больших радиолокационных систем, таких как загоризонтные РЛС или систем космического наблюдения (Рис. 3), где вычислительный центр находится на удалении от антенных систем, потери в традиционных линиях передач могут достигать сотни децибел. Такие РЛС обычно имеют свои электроподстанции для компенсации энергетических потерь в фидерных линиях. Потери в фидерных трактах также играют большую роль и должны тщательно быть учтены при проектировании системы РЛС с портативными источниками питания, где каждый децибел потерь может стать критичным. Рисунок 3. Система наблюдения за космических пространством 12

Частотная зависимость при сканировании лучом ФАР Высокая скорость перемещения объектов наблюдения задает потребность в использовании РЛС с электронным способом управления диаграммой направленности антенны, при котором суммирование сигналов от отдельных излучателей дополняется фазовым или амплитудно-фазовым управлением (ФАР, АФАР). В классе электронно-сканирующих антенн, в зависимости от способа управления, различают частотное, фазовое и коммутационное сканирование [5]. Так как на практике чаще всего применяется фазовое сканирование, и ограничения накладываемые вышеперечисленными методами управления лучом имеют единую природу, то рассмотрим метод сканирования лучом диаграммы направленности (ДН) посредством электрического управления фазовым распределением полей на излучающих элементах с помощью фазовращателей. Максимум главного луча ДН направлен перпендикулярно фазовому фронту [6]. , (1) где - координата излучающего элемента решетки, – длина волны, – фаза сигнала на излучающем элементе решетки с координатой . 13

Рисунок 4. Направление главного лепестка ДН при сканировании Следовательно, чтобы получить фиксированный угол сканирования луча фазовые набеги должны быть пропорциональны положению элемента в антенной решетке (рис. 4). При заданном угле сканирования фаза возбуждающего сигнала элемента , должна быть равна . (2) Уравнение (2) описывает реализацию необходимых фазовых сдвигов для управления лучом на практике до тех пор, пока сигнал считается квазимонохроматическим, то есть только в том случае, когда ширина полосы сигнала составляет менее 1 – 5 % от его несущей частоты. В случае же широкополосных сигналов, пропорциональность фазовых набегов невозможно поддерживать для всех спектральных компонентов сигнала. Для различных длин волн направления излучения будут различаться, а диаграмма направленности решетки приобретет частотно-зависимый “разброс”. Такой “разброс” приводит к линейным искажениям сигнала. Так, высоко-частотные 14

(либо низко-частотные) спектральные компоненты сигнала, принятого с направления подвергнутся ослаблению из-за попадания в область более слабого усиления диаграммы направленности антенны (Рис. 5). Для большей наглядности, подставим в уравнение (2) вместо длины волны частоту. Очевидно, что для построения широкополосной решетки фазовые набеги на элементах должны быть пропорциональны частоте, что нереализуемо с применением фазового метода сканирования. (3) Рисунок 5. Частотная зависимость фазового сканирования Для вычисления девиации частоты, необходимой для отклонения главного лепестка диаграммы направленности от цели, запишем уравнение зависимости углового направления луча от частоты. Если отклонение луча происходит при угле , тогда: (4) 15

Отклонение луча можно оценить как: (5) Используем уравнение для аппроксимации ширины главного лепестка диаграммы направленности антенной решетки по уровню -3 дБ, приведенное в [7] , (6) где – количество элементов в решетке. Подставив ширину главного лепестка по уровню – 3 дБ как величину отклонения луча в (5) получим: (7) Из уравнения (7) можно определить на каких частотах ниже и выше f1 луч отклонился от цели на ширину полосы в 3 дБ. Похожее уравнение приведено в [8], с требованием, чтобы отклонение главного лепестка было намного меньше полосы сигнала . (8) Как видно, в уравнении (8) нет явной зависимости от частоты сигнала, только от линейных размеров антенной решетки . С помощью уравнений (7) и (8) можно определить степень влияния эффекта частотной зависимости при сканировании на систему, необходимость и способ устранения этого эффекта. Стоит отметить, что эффект частотной зависимости луча используется в антенных решетках с частотным сканированием, в которых управление 16

лучом осуществляется изменением частоты передатчика [7]. Такой способ сканирования относительно легко осуществим, но возникает серьезная проблема - так как частота сигнала используется для управления лучом, она не может быть использована для таких вещей как увеличенное разрешение или детектирование движущих целей с помощью эффекта Доплера, из-за чего антенные решетки с частотным сканированием почти не используются в современных системах. Для решения проблемы широкополосного сканирования, вместо фазовых набегов между элементами может быть организована временная задержка. Тогда, каждый из частотных компонентов сигнала будет излучаться в одном и том же направлении, а от длины волны будет зависеть только ширина лепестков диаграммы направленности, но не угол сканирования [9]. К примеру, в некоторых современных РСА используется ширина полосы 1-2 ГГц для получения высокого разрешения радиолокационного изображения [5]. При использовании фазовращателей импульсы широкополосного сигнала освещают сразу несколько соседних разрешающих ячеек, в результате размазывая изображение. Такие системы могут улучшить качество РЛИ при использовании управления лучом с помощью временных задержек. Временная задержка и способы ее технической реализации рассматривается в главе 3. Аналого-цифровое преобразование Аналого-цифровое преобразование считается наиболее важной и сложной частью радиотехнической процесса системы. сбора Из-за и обработки трудностей данных достижения любой высокого разрешения и высокой скорости работы АЦП были и продолжают оставаться 17

препятствием для реализации высокоскоростной, высокопроизводительной системы. Системы радиолокации и радиоэлектронной борьбы наряду с относительно высоким разрешением имеют и высокое требование к широкополосности АЦП. Основные проблемы, связанные с улучшением производительности АЦП - это в первую очередь увеличение точности квантования, точности синхронизации и общей скорости аналого-цифрового преобразования. Для повышения точности квантования требуется увеличение амплитудного разрешения АЦП, что может быть достигнуто либо путем увеличения количества уровней квантования, либо использованием усовершенствованных методов обработки сигнала. Однако, существует технологический барьер не позволяющий произвольно увеличивать число уровней квантования АЦП. Рассмотрим входной аналоговый сигнал с полномасштабным диапазоном напряжений 1 В. Если для преобразовании этого аналогового напряжения в цифровую форму потребуется 8-битная точность, то на выходе АЦП получится 255 различных пороговых значений сигнала с шагом менее 4 мВ. Если же потребуется АЦП с разрешением 15 бит, то количество уровней сигнала увеличится до 55 535, при этом разница между соседними уровнями составит 15 мкВ. Такая точность превосходит возможности современных электронных технологий и, следовательно, представляет собой технологический барьер для достижения высокого разрешения. Некоторые методы обработки сигналов, позволяют увеличить разрешение за счет увеличения скорости дискретизации. Улучшение временной точности сэмплинга требует применения методов выборки, уменьшающих временную нестабильность – джиттер, и следовательно, увеличивающих точность выборки. Современные генераторы тактовых частот обеспечивают тактирование сигнала с временным джиттером порядка 18

10 - 100 фс, но джиттер, вызванный последующими буферами синхронизации, существенно ухудшает общую картину [11]. Динамическая мера эффективности АЦП, тесно связанная с отношением сигнал/шум (SNR) - эффективное количество бит (ENOB) (9). Различные механизмы снижения производительности АЦП, помимо ошибок квантования (тепловой шум, фазовый шум компаратора, интермодуляционные искажения и т.п.) во многих случаях могут быть смоделированы аппроксимацией белого гауссовского шума [12]. (9) В [13] представлен набор характеристик и ограничений производительности современных АЦП (Рис. 6). Современные границы производительности: - тепловой шум для скорости дискретизации менее 2 Мс/c; - апертурный джиттер для диапазона частот дискретизации от 2 Мс/с до 4 Гс/с; - неопределенность компаратора ограничивает производительность выше 4 Гс / с. 19

Рисунок 6. Ограничения производительности АЦП Радиофотоника Описанные в прошлой главе возросшие требования к РЛС и системам связи, приближение к физическим границам использования компонентов радиотракта, подтолкнули ученых и инженеров к рассмотрению оптических линий в качестве замены СВЧ трактов систем связи и РЛС, что дало развитию новой отрасли техники – радиофотоники. Радиофотоника представляет собой мультидисциплинарную область знания, включающую в себя оптику, СВЧ и электротехнику, охватывая частоты от нескольких килогерц до сотен терагерц. Радиофотоника появилась из необходимости в решении сложных инженерных задач радиотехники, вытекающих из требований к современным радиотехническим системам, однако на данном этапе становления основные области исследований радиофотоники связаны с ее базовыми технологическими 20

компонентами. Область радиофотоники была формализована в конце 1980-х - начале 1990-х годов [14]. Из графика роста научных публикаций по теме оптического формирования луча антенной решетки (Рис.7) виден быстро возросший интерес к радиофотонике и ее применению в радиолокации. Рисунок 7. Рост научных публикаций Хотя современные радиочастотные системы все чаще используют цифровую обработку сигналов, аналоговые оптические линии связи способны предложить радиоинженеру важные и полезные инструменты для этих систем. Возможность обработки сигнала в аналоговой форме может упростить общую конструкцию системы, особенно в системах с широкой полосой частот, где требования к пропускной способности труднодостижимы с ЦОС. В самом простом виде аналоговая оптическая линия является линией задержки, содержащей электро-оптический (E/O) преобразователь для переноса СВЧ сигнала в оптическую область, оптический передающий носитель и оптико-электрический (O/E) преобразователь (Рис. 8) 21

Рисунок 8. Блок-схема для многоканальной оптической линии. Один или несколько СВЧ сигналов переносятся в оптическую область с помощью E/O преобразователей, где могут быть подвергнуты разнообразной оптической обработке, после чего передаются на O/E-преобразователь, где происходит демодуляция радиочастотный многочисленные сигнал. формы, оптического Обработка включая сигнала элементов коммутацию, в электрический может принимать маршрутизацию, фильтрацию, преобразование частоты, усиление и т.д. Некоторые оптические формы обработки сигнала будут рассмотрены в главе 3. Один из важных факторов развития радиофотоники заключается в том, что волоконно-оптические линии оказались более выгодными по сравнению с их полностью электронными аналогами для многих из приложений. Одно из ранних военных применений радиофотоники - связь самолета с отвлекающей приманкой для радиоуправляемых ракет по оптической линии[15]. Использование оптического кабеля для такого подключения приманки позволило применять сложные сигнальные процессоры, расположенные на борту воздушного судна, передавая обработанные 22

сигналы на приманку, где происходит усиление и излучения сигнала. Одно из самых первых коммерческих применений аналоговой оптики - гибридные оптико-коаксиальные (HFC) системы для кабельного телевидения [16]. В решениях HFC предлагалась возможность увеличить качество видео и количество видеосигналов передачей данных широкополосной связью, по низкой цене и с высокой надежностью. Системы HFC трансформировали роль кабельной промышленности от поставщика видео контента до жизнеспособного конкурента традиционным телефонным системам связи, что в сочетании с расширением Интернета, помогло сформировать широкополосную информационную инфраструктуру существующую в наши дни. Ключевым моментом в таком успешном переходе стала возможность передавать видеосигналы по оптическим линиям с высоким отношением несущая-шум (CNR) и низким уровнем помех. Для этого была проведена значительная работа по улучшению линейности аналоговых оптических линий связи, включая работу по линеаризации внешней модуляции [17] и исследование перекрестных помех из-за оптических нелинейностей [18]. Почти так же быстро, как HFC изменил отрасль кабельной и телефонной связи, цифровые сигналы пришли на смену амплитудно-модулированным. Хотя переход и был медленным из-за стоимости замены укоренившейся и дорогостоящей инфраструктуры, цифровая передача данных на сегодняшний день вытеснила большую часть аналоговых технологий передачи информации. Оптические линии продолжают оставаться предпочтительным средством передачи данных для современных коммуникационных системы. Радиоптическая техника играет решающую роль в радиоастрономии. Так как радиосигналы принимаемые с астрономических расстояний обладают крайне низкой мощностью, используются антенны огромных размеров, часто объединенные в систему фазированных антенных решеток с 23

низким уровнем шума и применением аналоговых оптических линий связи [19]. Телескоп Гринбанка (GBT), расположенный в Западной Вирджинии и работающий от 0,1 до 115 ГГц, с одной из самых больших полностью управляемых одиночных антенн в мире - параболической антенны диаметром 100 м [20], [21], применяется в таких областях, как обнаружение гравитационных волн, образование звезд, галактик и изучения состава планет. GBT использует аналоговую волоконно-оптическую линию для передачи сигналов в обрабатывающую лабораторию. Системы, объединенные в фазированные антенные решетки для более высокого пространственного разрешения, такие как в Чили [22], также используют волоконно-оптические линии связи. В некоторых из таких систем используется до 64-х 12-метровых антенн, работающих на 16-километровой базовой линии, радиосигналы которых когерентно суммируются. Поскольку используемые частоты достигают сотен гигагерц, то должны быть точно учтены относительные разности хода, что является очень сложной задачей, даже для оптического волокна, так как небольшие изменения температуры, поляризации и хроматической дисперсии приводят к ошибкам длины, требующим активной компенсации [23]. Вышеупомянутые области применения радиофотоники - лишь некоторые из многих и их число продолжает стремительно возрастать, охватывая военный, промышленный, академический и коммерческий сектора. В данной работе будут рассматриваться преимущества использования радиофотоники для построения фазированных антенных решеток. В частности, модуляция оптического сигнала радиосигналом и детектирование, передача оптического сигнала по оптоволкну, формирование диаграммы направленности антенной решетки с помощью временной задержки. 24

3 Теоретическая часть Оптическая линия Как было упомянуто в предыдущей главе, микроволновая фотоника развивалась в значительной степени благодаря возрастающим потребностям в качестве и скорости передачи сигналов. Однако, до развития отрасли были необходимы несколько важных технологических прорывов, в том числе и изготовление оптических линии с малыми потерями. На Рис. 9 представлен общий вид такой линии. Рисунок 9. Оптическая линия. Сердцевина, изготовленная из стекла или пластика с показателем преломления n1 и диаметром d1 окружена оболочкой с более низким показателем преломления n2 и диаметром d2. Электрические поля распространяющихся по сердцевине мод экспоненциально убывают в области оболочки. Типичные диаметры сердцевины и оболочки от 8 до 50 мкм и от 60 до 125 мкм соответственно. Диаметр сердцевины и разность в 25

индексах преломления сердцевины и оболочки определяют количество мод конкретной длины волны. Нормализованная частота представляется в виде: (10) Для < 2.405 линия будет работать в одномодовом режиме, для 2.405 количество мод можно оценивать как > (Рис.10). Типичный одномодовый волноводный оптический кабель на рабочей длине волны 1550 нм имеет сердцевину диаметром 10 мкм, с разностью индексов преломления менее 0.006 [24]. В радиофотонных линиях чаще используются одномодовые волокна, почти исключающие замирания мощности, наблюдаемые в многомодовых оптических линиях из-за модальной дисперсии. Низкие потери в оптических линиях – это их существенное преимущество, при условии что E/O и O/E преобразования могут быть осуществлены в интересующих частотных диапазонах Рисунок 10. Многомодовая и одномодовая оптические линии 26

На Рис. 11 а приводятся сравнение зависимости потерь радиосигнала от частоты при распространении в двух коаксиальных кабелях - RG-401 и RG405, и потери в оптической линии. Потери в коаксиальных кабелях не только в несколько раз выше, чем в оптике, но и, в отличии от потерь оптической линии, обладают некоторой частотной зависимостью. Эта особенность оптических линий является одним из главных преимуществ фотоники. Однако, с учетом потерь преобразователей E/O и O/E, различия могут быть не столь ярко выражены, как на Рис. 11 а. Полные потери в волоконнооптической линии связи, с учетом фиксированных потерь E/O и O/E преобразователей и потери при распространении в RG-401 на трех различных частотах показаны на Рис. 11 б. как функция длины линии. Рисунок 11. а) б) а) потери в RG-401, RG-405 и оптическом волокне, как функция частоты; б) потери в RG-401 на трех частотах и потери в оптическом кабеле с учетом 30 дБ фиксированных потерь на E/O и O/E преобразования. 27

Из-за исключительно низких потерь оптических линий, всегда будет такая длина линии, для которой оптоволоконный кабель будет превосходить коаксиальный с точки зрения потерь с учетом E/O и O/E преобразований, имеющая тенденцию быть выше на низких частотах - обыкновенно между десятками метров и несколькими сотнями метров. Ясно, что если брать во внимание одни лишь потери, оптическое волокно использовалось бы только в протяженных линиях передачи. Однако, существует множество других факторов, дающих преимущество волоконной оптике даже для очень коротких звеньев - шумовые характеристики, фазовая стабильность, размер, устойчивость к электромагнитным помехам (EMI), и т.д. На Рис. 12 представлен график относительного изменения фазы после прохождения сигнала по оптическому волокну и по коаксиальному кабелю. Коаксиальные линии состоят из нескольких материалов - металлов и диэлектриков, имеющих свои собственные коэффициенты теплового расширения. Это приводит к тому, что групповая скорость распространения волн коаксиального кабеля может быть сложной функцией температуры. С другой стороны, оптическое волокно почти всегда изготавливается из оксида кремния, в котором изменения в задержках распространения, при отсутствии механического крепления к материалам с большими температурными коэффициентами, порядка 8*10e-6 на единицу длины на градус изменения температуры [25]. Флуктуации длины при этом, одновременно очень низкие и очень предсказуемые в широком температурном диапазоне, до тех пор, пока температурные зависимости, связанные с покрытием волокон, сводятся к минимуму. Это свойство может быть крайне полезным в системах, где фазовая устойчивость и предсказуемость фазы в линии являются одними из основных требований. 28

Рисунок 12. Фазовая нестабильность в зависимости от температуры Другие важные преимущества оптоволоконных линий: - ширина полосы частот в сотни гигагерц; - небольшой размер и вес кабеля, без учета защитных материалов; - непроводящие и неметаллические материалы кабеля обеспечивают электрическую изоляцию между передатчиком и приемником сигнала; - возможность погружения в жидкости, жидкий азот и т.д., невосприимчивость к коррозии; - возможность реализации истинной временной задержки и мультиплексирование радиосигнала [26]. 29

Оптический источник сигнала Наличие источника несущего оптического сигнала имеет решающее значение для микроволновой фотоники. Источник оптического монохроматического когерентного излучения, используемый в приложениях радиофотоники – лазер (light amplification by stimulated emission of radiation). Существует множество типов лазеров, которые могут быть использованы для задач радиофотоники. В период становления волоконной оптики функцию преобразования электрических сигналов в оптические выполнял диодный лазер. На Рис. 13 показана его передаточная характеристика. После определенного порогового значения смещения выходная мощность лазера практически линейно возрастает вместе с модулирующим током инжекции. Входной модулирующий ток вызывает изменения интенсивности лазера. При цифровой модуляции лазер переходит из практически отсутствующей мощности выхода для цифрового нуля и некоторым высоким значением выходной мощности для цифровой единицы. Рисунок 13. Передаточная характеристика диодного лазера прямой модуляции 30

Для поддержки высокого динамического диапазона радиочастотного сигнала и для предотвращения выпадения сигналов большой амплитуды при отрицательных колебаниях сигнала используется высокий ток смещения. Одной из проблем таких диодных лазеров является линейность, так как по мере увеличения тока возбуждения многие диодные лазеры демонстрируют более низкую квантовую эффективность (отношение числа фотонов к количеству инжектированных в базу носителей), при которой инкрементное изменение тока при высоком токе возбуждения дает малое изменение мощности относительно малых токов возбуждения. Это проявляется в виде некоторой кривизны ватт-амперной характеристики, показанной на Рис. 13. Другой важной характеристикой диодных лазеров прямой модуляции является максимальная скорость изменения модулирующего тока и соответствующая ей ширина полосы модуляции, связанная с частотой релаксационных колебаний резонатора лазера (11) [27]. (11) где – коэффициент усиления, – плотность фотонов, – время жизни фотонов. Так как выше порогового смещения плотность фотонов пропорциональна току возбуждения, то ширина полосы модуляции лазерного диода увеличивается с увеличением возбуждающего тока. Недостатком лазерных диодов прямой модуляции является связь собственных шумовых свойств с шумами источника сигнала. Максимальная амплитуда релаксационных колебаний лазерного резонатора (11) должна быть на одном и том же (или выше) уровне максимальной рабочей частоты сигнала. Шумы 31

модулирующего сигнала ниже этой частоты, проявляются в виде относительного шума интенсивности (RIN) лазера [28]. Таким образом, существует тесная связь между рабочей полосой пропускания волоконнооптической линии с прямой модуляцией и лазерным шумом. Внешняя модуляция дает возможность разделить эти два фактора (лазерный шум и ширину полосы модуляции). Полупроводниковые лазеры имеют большое разнообразие материалов, такие как GaN, GaAs, InAlAs, InGaAsP, и широко использовались в ранних аналоговых фотонных трактах прямой модуляции, позже и как источники непрерывных волн в каналах с внешней модуляцией и на данный момент являются основным источником оптической несущей в оптических линиях связи[29]. Полупроводниковые лазеры доступны в широком диапазоне длин волн от 400 до 1600 нм и накачиваются непосредственно постоянным током. При внешней модуляции непрерывный лазерный источник модулируется с помощью отдельного устройства. Эти устройства могут принимать различные формы, включая модуляторы интенсивности, фазы или поляризации. Самыми распространёнными являются модуляторы использующие электрооптический эффект [30]. Электрооптический эффект изменение показателя преломления материала за счет изменения приложенного к нему электрического поля. Такой эффект наблюдается в кристаллах определенных материалов и зависит от ориентации кристалла. Многие из первых полупроводниковых лазеров были многомодовыми. Однако, многомодовая эмиссия может привести к различным проблемам как в аналоговых, так и в цифровых каналах связи, включая эффекты, связанные с хроматической дисперсией [31]. Поэтому использование одномодовых лазеров со временем стало более приоритетным. Существует несколько 32

распространенных подходов к получению одноволновых колебаний в полупроводниковых лазерах, где обратная связь может быть использована для ограничения длины осциллирующей волны, таких как использование распределенного брэгговского отражателя (DBR) или поверхностно- излучающего лазера с вертикальным резонатором (VCSEL) [32]. Альтернативой полупроводниковому лазеру является твердотельный лазер на основе активных ионов, в котором в качестве среды используется вещество, находящееся в твёрдом кристаллическом состоянии [33]. Твердотельные лазеры имеют значительно более медленную динамику усиления, чем полупроводниковые лазеры, что ведет к меньшему относительному шуму интенсивности, а также к возможности использовать более узкую ширину линий. Узкая ширина оптической линии лазера приводит к более низким уровням оптического фазового шума, что может быть крайне важно при когерентной или угловой модуляции. Наиболее распространенные твердотельные лазерные источники, используемые в радиофотонике рассматриваются в [34-37]. В независимости от применяемого типа лазерного источника, основные требования к лазеру - сочетать высокий уровень оптической мощности с низким уровнем шума и флуктуаций интенсивности излучений, так как от этого напрямую зависит качество детектирования сигнала фотоприемником. Таким образом, шум интенсивности (RIN) лазера - главная проблема источников оптического сигнала для радиофотонных линий. Флуктуации оптической фазы влияют на радиочастотные характеристики фотонных каналов при наличии механизма преобразования фазовых флуктуаций в флуктуации интенсивности. Такие механизмы включают в себя переотражения в линии, создающие многолучевое распространение, двойное рэлеевское рассеяние и хроматическую дисперсию в оптической линии. 33

Любая система, вводящая дифференциальную временную задержку между сигналом и копией самой себя имеет потенциал преобразования фазового шума в шум интенсивности. Теория преобразования фазового шума в шум интенсивности для таких систем рассмотрена в [38-39]. Шумы интенсивности оптического сигнала, детектированного фотоприемником, в результате приводят к шумам в радиосигнале, поэтому флуктуации интенсивности лазера имеют первостепенное значение для радиофотоники, независимо от их происхождения. С ростом максимальной допустимой мощности фотодиодов, растет и спрос на более низкий уровень шума лазерных источников. Из выше сказанного ясно, что при использовании оптического источника сигнала (лазера) в радифотонике необходимо тщательное описание лазерного шума для каждой конкретной архитектуры [40]. Оптические усилители Оптические усилители часто используются как в коротких, так и в длинных микроволновых оптических трактах для увеличения или поддержания мощности оптического сигнала, компенсации потерь при распространении в линии. Оптический усилитель может быть размещен непосредственно перед фотодетектором для повышения уровня выходного сигнала и оптимизации динамического диапазона. Независимо от конкретного применения, оптический усилитель сигнала почти всегда будет вносить некоторый шум в оригинальный сигнал [41]. Шум, добавленный процессом усиления может быть снижен различными способами, рассмотренными в [42]. 34

Наиболее распространенными оптическими усилителями являются волоконно-оптические усилители на оптическом волокне, легированном ионами эрбия Er3+ (EDFA). EDFA быстро легли в основу современных телекоммуникационных систем из-за практически точного соответствия рабочего диапазона эрбиевых усилителей области минимальных оптических потерь оптических линий на основе кварцевого стекла, сравнительно низкого уровня шума и простоты включения в волоконно-оптическую систему. EDFA рассмотрены в [43-44]. Одна из проблем EDFA на кремниевой основе достаточно сильная зависимость коэффициента усиления от длины волны. Схема EDFA приведена на Рис. 14. Сигнал с длиной волны около 1,55 мкм подается вместе с лучом накачки в эрбиевый легированный слой (EDF) используя мультиплексор с разделением по длине волны (WDM). Входной оптический сигнал накачки стимулирует излучение, что приводит к когерентному усилению сигнала. Различные варианты длин волн накачки и их влияние на шумовые характеристики усилителя рассмотрены в [45]. Рисунок 14. Базовая схема EDFA Помимо легирования ионами эрбия Er3 + в, оптических усилителях на оптическом волокне также применяется легирование ионами тербия Tb3 + и ионами неодима Nd3 +, с пиками усиления на длине волн около 600 нм и 1,06 35

мкм соответственно [46]. Легирование оптического волокна иттербием (YDFA) эффективно при усилении оптического сигнала длины волны около 1 мкм [47]. Дозированное легирование празеодимом Pr3 + (PDFA) предлагает варианты усиления в 1,3-мкм диапазоне [48]. Основной источник шума во всех DFA это усиленная спонтанная эмиссия (ASE), у которой спектр приблизительно такой же как и спектр усиления усилителя. Коэффициент шума в идеальном DFA составляет 3 дБ, в то время как у практических усилителей коэффициент шума может достигать 6-8 дБ [49]. Существуют и другие виды оптических усилителей, помимо усилителей на легированном оптоволокне перечисленных ранее – усилители Рамана, Бриллюэна и полупроводниковые усилители. Усилители Рамана [50] и Бриллюэна [51] основаны на одном и том же механизме рассеяния оптического излучения на молекулах вещества (твёрдого, жидкого или газообразного), сопровождающееся заметным изменением частоты излучения. В рамках квантовой теории излучения, излучение частоты ν рассматривается как поток фотонов с энергией hν, где h — постоянная Планка. В случае упругого рассеивания, фотоны будут отклоняться от направления своего движения, не изменяя своей энергии (рэлеевское рассеяние), а при столкновении произойдет обмен энергией между фотоном и молекулой. Молекула при этом может как приобрести, так и потерять часть своей энергии в соответствии с правилами квантования — её энергия может измениться на величину ΔE, соответствующую разности энергий двух разрешенных её состояний. Иначе говоря, величина ΔE должна быть равна изменению колебательной и/или вращательной энергий молекулы. Если молекула приобретает энергию ΔE, то после рассеяния фотон будет иметь энергию hν − ΔЕ и соответственно частоту излучения ν − ΔE/h. 36

А если молекула потеряет энергию ΔE, частота рассеяния излучения будет равна ν + ΔE/h. Излучение, рассеянное с частотой меньшей, чем у падающего света, называется стоксовым излучением, а излучение с большей частотой называется антистоксовым. В оптическом усилителе происходит накачка оптического волокна длиной волны соответствующей сдвигу Стокса относительно длины волны сигнала, после чего оптический сигнал стимулирует рассеяние, в результате происходит когерентное усиление оптического сигнала [52]. Полезные свойства типов усилителей перечисленных выше, совмещены в гибридных оптических усилителях. Было продемонстрировано, что гибридный усилитель Бриллюэна / EDFA обеспечивает лучшие шумовые характеристики по сравнению с EDFA [53]. Гибридный усилитель Рамана / EDFA использовался для достижения рекордной в свое время скорости передачи сигнала 3,28 ТБ/с [54]. Полупроводниковые оптические усилители (SOA), в отличие от усилителей рассмотренных выше, используют в качестве активной среды усиления полупроводниковые материалы. Аналогично полупроводниковым лазерам, такие материалы могут использоваться для достижения оптического усиления в широкой полосе пропускания. Например, GaInAsP обычно используется для усиления в области 1,5 мкм волн [55]. Существует два основных типа SOA: усилитель Фабри-Перо, и усилитель бегущей волны [56]. В усилителе на схеме Фабри-Перо используются полупрозрачные резонансные оптические конструкции стоячей волны, как правило, чувствительные к температуре и другим условиям окружающей среды. Усилитель бегущей волны имеет однопроходную практически непрозрачную оптическую структуру. 37

Независимо от дизайна, существует ряд проблем применения SOA в микроволновой фотонике. Как уже упоминалось ранее, SOA доступны в широком диапазоне длин волн, охватывая диапазон от 400 до 1600 нм, имеют низкое энергопотребление, небольшие размеры и высокий интеграционный потенциал, однако демонстрируют более низкий коэффициент усиления и более высокий уровень шума по сравнению с EDFA. Так же как и усилители Бриллюэна и Рамана, SOA имеют поляризационно-зависимое усиление [57]. Самая большая проблема с SOA в приложениях микроволновой фотоники искажение аналоговых сигналов. Скорость восстановления коэффициента усиления в SOA составляет порядка нескольких сотен пикосекунд, что достаточно для искажения сигналов гигагерцовых диапазонов. Однако, из-за высокого потенциала применения в интегральной фотонике, отрасль полупроводниковых оптических усилителей продолжает развиваться. Необходимость и тип используемого волоконного усилителя определяется техническими требованиями системы. Понимание технических характеристик оптических усилителей, рассмотренных в источниках, приведенных выше (шумовых показателей, RIN и др.) позволяет тщательно выбрать схему усиления и обеспечить качественное проектирование радиофотонной системы. E/O преобразование и модуляция Самый распространенный способ E/O преобразования – это модуляция СВЧ-сигналом CW-лазера с помощью электрооптического эффекта. Как упоминалось изменение ранее, показателя электрооптический преломления эффект материала представляет за счет собой изменения приложенного электрического напряжения. Этот эффект проявляется в 38

кристаллах электрооптических материалов и зависит от ориентации кристалла, и описывается электрооптическими коэффициентами кристалла. Одним из самых распространенных электрооптических материалов, используемых в волоконно-оптических трактах, является ниобат лития (LiNbO3); также используются арсенид галлия, танталат лития и многие другие органические полимеры. На Рис. 15 изображен поперечный разрез LiNbO3-модулятора. Подложка LiNbO3 ориентирована по z-срезу, ось z кристалла совмещена с линиями входного электрического поля оптической волны. LiNbO3 имеет сильный электрооптический коэффициент вдоль оси z и слегка более слабый коэффициент вдоль оси х, в зависимости от ориентация системы координат. Титан легирован в подложку LiNbO3 для образования оптических волноводов. После образования буферного слоя SiO2, металлическими электродами формируется СВЧ волновод. На Рис. 15 изображена схема копланарного волновода (CPW) со структурой земля-сигнал-земля (GSG), где один из двух оптических волноводов располагается ниже сигнального электрода, а второй ниже земляного электрода, что позволяет прикладываемой СВЧ мощности взаимодействовать (по электрическим линиям между сигнально-заземленными электродами) с оптическим сигналом. Приложенный СВЧ сигнал изменяет показатель преломления оптического волновода и, следовательно, фазу оптического сигнала, распространяющегося по волноводу. 39

Рисунок 15. LiNbO3 электрооптический модулятор Оптический фазовый сдвиг в волноводе под сигнальным электродом изменяется примерно в два раза быстрее и с противоположным знаком относительно сдвига фазы под заземляющим электродом. Большое количество теоретических и практических исследований было посвящено точному построению подобных модуляторов, улучшению связи между СВЧ и оптическим волноводами [58]. Особенно важно обеспечить одинаковую групповую скорость оптической и радиочастотной волны, передачу СВЧ энергии с пиковой эффективностью [59]. Такое согласование групповых скоростей сложно реализовать из-за большой разницы между СВЧ и оптическими индексами преломления для LiNbO3. Выше показано как СВЧ сигнал может вызывать изменения фазы оптического сигнала внутри электрооптического кристалла. Этого достаточно для создания оптических фазовых модуляторов, но многие оптические линии используют модуляцию интенсивности (IMDD), для построения простой схемы демодуляции фотодетектером. Для преобразования оптической фазовой модуляции в модуляцию интенсивности используют оптический интерферометр. Самая распространённая 40

архитектура интерферометра –модулятор Маха-Цендера (MZM). На Рис. 16 изображена базовая структура MZM. Оптический сигнал на входе попадает на оптический делитель, разделяется между двумя волноводами, чтобы после интерферировать в оптическом смесителе. Схема и принцип работы оптического смесителя разобраны в [60]. В зависимости от разности фаз между оптическими сигналами в плечах делителя ( ), оптические сигналы в смесителе конструктивно или деструктивно интерферируют. Линии смесителя изготовлены из электрооптического материала, например из LiNbO3, также используются арсенид галлия (GaAs) и кремний (Si). Приложение к модулирующего одному или обоим высокочастотного плечам смесителя радиосигнала вызывает напряжения изменение индекса рефракции оптической линии, что в свою очередь вызывает изменение фазы модулируемого оптического сигнала. Рисунок 16. Базовая структура MZM На Рис. 17 показана интенсивность оптического сигнала на выходах в зависимости от разности фаз ( ). Как видно, модулятор интенсивности 41

получается при изменении фазы оптического сигнала в одном из волноводных плечей интерферометра. Рисунок 17.IMDD На Рис. 18 показаны схемы двух базовых MZM-структур. На вход смесителя подается поток светового излучения с лазера, который расходится по двум плечам смесителя и вновь совмещается на выходе в случае со схемой с Y-образной ветвью на конце смесителя (Рис. 18 а). На Рис. 18 б показана схема с двумя выходами и взаимным фазовым сдвигом 180 градусов. Интерференция между двумя лучами на выходе смесителя в случае рис. 18 а зависит от взаимной фазы в точке пересечения двух лучей. Комплементарная фаза выходного сигнала в схеме на Рис. 18 б, позволяет строить балансные схемы и подавлять некоторые типы оптических амплитудных шумов. 42

Рисунок 18. а) MZMс одним выходом б) MZMс двумя выходами Основные составляющие IMDD с MZM: источник когерентного оптического излучения (лазер), MZM и фотодетектор. MZM модулирует интенсивность излучения лазера высокочастотным радиосигналом, фотодетектор, в свою очередь, переводит световой модулированный сигнал в область радиочастот. Лазер непрерывного излучения подключен ко входу MZM через сохраняющий поляризацию оптический кабель. Электрический сигнал состоит из постоянного напряжения смещения и переменного напряжения модулирующего сигнала. На Рис.19 показана схема с одним выходным сигналом демодулированным одним фотодиодом. Точно также можно использовать один из выходов двойной схемы. 43

Рисунок 19. Схема MZMс одним фотодетектером IM – модулированные выходы двойной MZM-структуры с разностью фаз 180 градусов могут использоваться в схемах балансного детектора (Рис.20). Такие схемы требуют пару фазосогласованных СВЧ кабелей. Балансная схема на рис. 20 а использует соединение выходов фотодиодов для вычитания напряжений до подачи на нагрузку. Гибридная схема, показанная на рис.20 б использует СВЧ-смеситель, поэтому обладает большими внутренними потерями и более узкой полосой сигнала [61-63]. а) 44

б) Рисунок 20. Балансные схемы MZM Существуют и другие менее распространенные и не рассмотренные в этой работе способы внешней модуляции, в том числе полупроводниковые модуляторы поглощения Франца-Келдыша [64], поляризационные модуляторы [65] и модуляторы на основе эффекта свободных носителей в кремнии [66]. 45

Фотодетектор Для демодуляции оптического сигнала требуется O/E преобразовательфотодетектор. Одним из самых распространенных фотодетекторов является p-i-n фотодиод Bowers and Burrus (1987) - (Ejeckam et al. 1995). Базовая структура p-i-n фотодиода изображена на рис. 21. Рисунок 21. Базовая структура p-i-n фотодиода Внутренний (нелегированный) полупроводник размещен между полупроводниками p- и n- типа. Напряжение смещения применяется для инверсии внутренней i-области (нелегированного полупроводника). Свет, абсорбируясь в инверсном слое при освещении через области p- или n-типа (поверхностное освещение) или через i-область (волноводное освещение), производит пары дырка-электрон. Такие фотогенерированные носители протекая через i-область, вызывают протекание токов в подключенной внешней цепи (рис. 21). Поскольку поглощение фотона приводит к протеканию тока, фотодетектор реагирует на интенсивность оптического 46

сигнала, тем самым получая огибающую высокочастотного сигнала модулированного интенсивностью в виде выходного тока. Выходная реакция такого фотодетектора с точки зрения чувствительности определяется в единицах Ампер на Ватт, то есть сколько ампер тока выдает фотодиод во внешнюю цепь нагрузки на каждый ватт падающей мощности светового потока. P-i-n фотодиод имеет очень простую эквивалентную электрическую схему (рис. 21). Фотодиод можно рассматривать как источник тока параллельно с емкостью p-n перехода (Cj) и шунтирующим сопротивлением (Rsh), подключенным к нагрузке (Rl) через последовательное сопротивление (Rs). Емкость перехода определяется свойствами полупроводниковых материалов и шириной i-области. Rs связано с контактным сопротивлением и сопротивлением полупроводников p- и n-типа. Шунтирующее сопротивление Rsh возникает из-за утечки тока и обычно составляет порядка 1 кОм. Из-за высокого сопротивления Rsh используется внешнее согласующее сопротивление, которое уменьшает фотогенерированный выходной ток канала [67]. Скорость реакции фотодетектора ограничена временем прохода, которое является временем преодоления свободными зарядами ширины внутреннего слоя. Это функция напряжения обратного смещения и физической ширины. Для быстрых p-i-n-диодов она колеблется от 1,5 до 10 нс. Емкость также влияет на скорость реакции устройства, причем емкость перехода образует изолирующим внутренним слоем между электродами, образованными p- и n-областями. У высокоскоростных фотодиодов время ответа может достигать 10 пикосекунд при емкости в несколько пикофарад с очень маленькими площадями поверхностей [68]. Лавинные p-i-n фотодиоды, а также характеристики нелинейности p-i-n фотодиодов рассматриваются в [69-71]. 47

Оптические линии задержки В радиофотонных трактах между E/O и O/E преобразователям могут быть использованы множество различных пассивных компонентов, не затронутых выше. К таким, например, относятся: оптические разветвители, направленные ответвители, фильтры, резонаторы, аттенюаторы, изоляторы, циркуляторы, поляризаторы и мультиплексоры, подробно описанные в [72]. Подробно остановимся на компоненте, являющемся критичным для реализации управления лучом ФАР на основе оптического канала, изображенного на Рис. 8 – оптической линии задержки, а также на вариантах структур модуля формирования пространственной ДН ФАР, на основе оптический временных линий задержки. В главе 2 говорилось о частотной зависимости традиционного метода (использование фазовращателей) электронного управления лучом и о том, что для преодоления проблемы создания широкополосной антенной решетки с электронным сканированием вместо фазовращателей применяются линии временных задержек. Временные линии задержки долгое время были крайне непрактичными в реализации и по сей день использование фазовращателей для управления лучом в антенных решетках остается преобладающим решением. Распространение ФАР привело к созданию схем по реализации мгновенной широкой полосы сигнала РЛС, например, для радара синтезированной апертуры используется эквивалентный широкополосному сигналу набор узкополосных ЛЧМ импульсов. Каждый из чирп-сегментов обладает достаточно узкой полосой для того, чтобы эффект частотного разброса луча был приемлемым, при этом решетка перестраивает угол сканирования для каждого импульса, реализуя межимпульсное сканирование. Такие системы, несмотря на постоянное усовершенствование 48

не являются идеальным широкополосных системах решением и проблемы временные линии сканирования задержки в являются перспективным направлением разработки [73]. Для разбора принципа временной задержки рассмотрим модулированный сигнал (12) ] (12) Представленный как реальная часть аналитического сигнала, где комплексная огибающая сигнала, – – угловая несущая частота (13) Формула (13) – сигнал (12) в спектральном представлении, где – преобразование Фурье - комплексное сопряжение. При фазовом сдвиге сигнал можно представить как: ] (14) (15) При условии (16) (16) полученном в главе 2, которое говорит о том, что для построения широкополосной решетки фазовые набеги на элементах должны быть пропорциональны частоте сигнала, фазовый сдвиг одну частоту приходится только на и будет отличным для других частот . Зависимость фазовых задержек от частоты может быть выражена как: 49

(17) Такие фазовые задержки могут быть осуществлены временной задержкой (18) Подставив (18) в (16) получим ,(19) где - координата излучающего элемента решетки, – скорость света, фаза сигнала на излучающем элементе решетки с координатой , – - заданный угол сканирования луча. Следовательно, максимальная временная задержка зависит одновременно от крайнего положения угла сканирования луча и длины антенной решетки: (20) Наиболее очевидным способом реализации фиксированной временной задержки – использование линий передач определенной электрической длины: , (21) где - фазовая скорость в линии Подставив (19) в (21) получим (22) 50

Для получения переменной временной задержки, электрическая длина линии должна изменяться в соответствии с (22). Очевидно, что самый простой способ реализации временной задержки – использовать кабель определенной длины. Стоит отметить, что в больших антенных решетках с тысячами и более излучателей, для реализации существенных различий во временных задержках на излучателях, могут потребоваться кабели слишком большой длины, что придаст системе излишнюю громоздкость и дороговизну. Компромиссом между точностью и возможностью реализации системы может являться использование подрешеток управление лучом внутри которых осуществляется фазовым методом, а между самими подрешетками методом временных задержек [74]. Отклонение луча в подрешетках несущественно, в виду низких линейных размеров относительно основной решетки. Из главы 2 можно сделать вывод о том, что реализация временных задержек коаксиальными линиями в виду высоких потерь и массогабаритных параметров, а также недостаточной широкополосностью крайне непрактична. Основные преимущества реализации временной задержки оптическими линиями задержки: 1) Размеры и вес оптических линий на порядки меньше классических СВЧ линий антенных решеток; 2) Широкополосность оптических линий задержки; 3) Возможность реализации протяженных линий с малыми потерями; 4) Практически полная защита от помех и утечек сигнала. Во всех практических применениях оптических линий задержек оптический сигнал модулируется высокочастотным радиосигналом, осуществляется временная задержка оптического сигнала, после чего 51

радиосигнал демодулируется фотодетектором и передается дальше по тракту на усилители/излучающие элементы. Используются схемы как с прямым модулированием источника оптического сигнала, так и гетеродинные схемы. Гетеродинирование двух оптических сигналов осуществляется при суммировании оптических сигналов одинаковой поляризации. Рассмотрим два сигнала E1(t) и E2(t). Пусть (23) ,(24) где – угловая частота оптического сигнала, радиосигнала, – угловая частота несущей – амплитуды напряженности полей сигналов E1(t) и E2(t) соответственно. Ток на выходе фотодетектора можно представить в виде: ,(25) где – чувствительность фотодетектора, – мощности сигналов E1(t) и E2(t) соответственно. Набег фазы оптического сигнала сохраняется в сигнале на выходе фотодетектора [75]. Если к сигналу оптическую несущую частотой , модулирующему применить временную задержку длительностью , его преобразование Фурье можно записать как: ] (26) Гетеродинирование в оптических детекторах, как в смесителях представляет свертку и комплексно сопряженных . компонентов (26) с – детектированный радиосигнал. 52

] (27) Из (25) и (27) видно, что задержка модулирующего радиосигнала , реализуема в оптике. Рассмотрим задержку как сумму двух слагаемых: (28) Фазовый сдвиг, соответствующий первому слагаемому на несущей частоте может быть реализован короткой оптической линией длиной (29) Дифференциальный фазовый сдвиг второго слагаемого может быть реализован оптической линией длиной (22) или линией частотно-зависимой электрической длины (30) Далее приведен обзор вариантов теоретической и практической реализации модулей временных задержек на оптических линиях для управления диаграммами направленности антенных решеток, представленных в современных научных публикациях. Набор линий задержек Самым очевидным методом реализации переменной временной оптической задержки является применение набора оптических линий разной длины. В таком методе одной из главных проблем является организация переключения между линиями. В [76], [77] представлена схема организации временной задержки в канале ФАР. Каждый элемент антенной решетки содержит линий задержек 53

разной длины с собственными лазерными источниками. Одновременно на каждый излучатель работает только один источник оптического сигнала (лазер), соответствующий линии необходимой задержки. Лазер модулируется высокочастотным сигналом, поступающем с делителя мощности. Оптические линии соединены в смесителе, выход которого подключен к фотодетектору (Рис. 22). Рисунок22. Схема организации временной задержки в канале ФАР с переключением оптических линий переменной длины В [78] представлена схожая по принципу архитектура, но для выбора необходимой линии задержки здесь используется оптический ключ. Модулированный оптический сигнал подается на ячейку Брэгга (акустикооптический модулятор), после чего луч, с помощью пьезоэлектрического эффекта, отклоняется на определенный угол. Угол отклонения регулируется высокочастотным управляющим сигналом (Рис. 23). Оптические линии разных длин, соответствующие временным задержкам располагаются под разными углами к центру подводящей линии и в зависимости от угла отклонения модулятором, оптический луч проходит через одну из линий временных задержек. Выходы всех линий подключены к оптическому смесителю. Потери мощности оптического сигнала в такой конфигурации переключения линий задержек составляют порядка 6-10 дБ [78]. Такой 54

способ подключения имеет серьезный недостаток в виде пропорциональной зависимости между углом отклонения луча и оптической частотой сигнала, что для оптического широкополосного сигнала может привезти к эффекту отклонения луча, схожему по принципу с частотной зависимостью фазового сканирования антенной решетки, описанного в г. 2. Искажения, вызванные частотно-зависимым отклонением луча, могут быть нивелированы путем увеличения углового расстояния между соседними линиями задержки. В [79] описывается реализация последовательной коммутации линий оптической задержки в интегральном исполнении. Схема содержит каскад двунаправленных 4х4 матриц переключения между набором оптических линий задержки(Рис.24). Матрицы переключения реализованы на литийниобатных направленных ответвителях. Наличие нескольких таких матриц позволяет уменьшить возможный шаг задержки , однако при этом увеличиваются потери сигнала. Потери в соединениях ответвителей различных линий задержки варьируются от 13 до 14 дБ, с развязкой между линиями от 14 до 24 дБ. Рисунок 23.Схема организации временной задержки в канале ФАР с переключением оптических линий переменной длины на основе ячейки Брэгга 55

Рисунок 24. Схема организации временной задержки в канале ФАР на интегральных оптических ответвителях В [80-82] рассматриваются бинарные оптические линии задержки, архитектура которых показана на Рис. 25. Подобно предыдущей схеме, модулированный оптический сигнал проходит через N линий задержки, увеличение длины которых соответствует увеличению шага задержки как 2^n, где n = 0,1…N-1. Необходимые линии задержки включаются в схему с помощью оптических 2х2 ключей. Рисунок 25. Схема организации временной задержки в канале ФАР на бинарных оптических ключах Набор секций свободного пространства Принципиальных отличий между организацией временных задержек оптического сигнала оптическими волноводами и секциями свободного пространства нет, однако, с помощью объемных оптических линз возможна реализация двумерных пиксельных структур с пространственным 56

мультиплексированием луча, составляющих оптический образ антенной решетки на решетке из фотодетекторов [83]. В [83] представлена двумерная когерентная схема с внешней модуляцией, основанная на архитектуре, представленной на Рис. 26. Модулированный с помощью ячейки Брэгга оптический луч содержит оригинальную частотную компоненту несущей f0 одной поляризации и частотную компоненту со сдвигом f0+fc ортогональной ей поляризации. После фазовых задержек в аналоговом контрольном блоке и временных задержек в цифровом контрольном блоке, оптические сигналы подаются на решетку из p x p фотодетектеров, соответствующих элементам антенной решетки. Аналоговый блок управления фазой представляет из себя жидкий кристалл с нормальным индексом рефракции для одной из поляризаций и электрически управляемыми индексом рефракции для ортогональной поляризации. Таким образом, контролируется разность фаз двух оптических сигналов и соответственно фазовый набег детектируемого фотодиодом высокочастотного сигнала. Цифровой блок управления временной задержкой состоит из N секций задержек свободного пространства ( поляризационного рекомбинатора. Одна из возможных ) и реализаций цифрового блока пространственных временных задержек показана на Рис. 27. Каждый пиксель пространственного модулятора луча (SLM), управляемый напряжением, позволяет изменять поворот поляризации оптических сигналов на 0 или pi/2. В зависимости от поляризации сигнала, поляризационный делитель (PBS) либо полностью пропускает сигнал далее по каналу на фотодетектор, либо отражает оптический луч на призму P, обеспечивая временную задержку . 57

Рисунок 26. Схема организации временной задержки в каналах ФАР на секциях свободного пространства Рисунок 27. Блок пространственных временных задержек. SLM (spatial light modulator) – пространственный оптический модулятор, PBS (polarizing beamsplitter) – пространственный поляризационный делитель луча В [84] описывается некогерентная схема, схожая с предыдущей, где вместо внешней модуляции используется прямая модуляция интенсивности лазерного диода (Рис. 28). Основной отличительной особенностью данной архитектуры является то, что сигналы на прием и передачу обрабатываются одним и тем же оптическим обработчиком. Такая обработка реализуется с 58

помощью применения дополнительных пространственного лазерного модулятора и поляризационного делителя, работающих как оптический приемо/передающий ключ. Рисунок 28. Схема организации временной задержки на секциях свободного пространства в каналах приемо-передающей ФАР В [85] и [86] рассматриваются двумерные модули генерации сетки задержек для каналов ФАР, работающие по следующему принципу: модулированный оптический сигнал делится между набором оптических линий разной длины, после чего поступает на набор голографических ответвителей интегральной оптоэлектронной схемы (Рис 29). Угол отклонения луча каждого ответвителя устанавливается таким образом, чтобы луч последовательно отражался от ответвителя к ответвителю. Таким образом, между соседними ответвителями образуется пространственный временной шаг задержки. Часть сигналов задержки с ответвителей 59

фокусируется в оптические линии с помощью градиентных линз, образую двумерную сетку задержек с фиксированным шагом для каждого элемента ФАР. Рисунок29. Схема организации временной задержки в каналах ФАР на голографических ответвителях Оптические линии переменной длины. В [87-89] описывается относительно простой принцип реализации временной задержки с помощью пьезоэлектрического эффекта. Установка состоит из оптических линий обмотанных вокруг цилиндра из пьезоэлектрического материала. Так как диаметр цилиндра зависит от приложенного к нему напряжения, общая длина обмотки оптического кабеля, а соответственно и временная задержка контролируется с помощью напряжения, прикладываемого к цилиндру (Рис. 30). Однако, такие системы 60

непрактичны и не получили широкого распространения из-за низкой скорости переключения задержек [89]. Рисунок 30. Схема реализации временных задержек на пьезоэлектрическом эффекте Набор секций свободного пространства с переменной дисперсией В [90] описывается архитектура системы, выполняющая временные задержки, основанная на схеме с внешней модуляцией ячейки Брэгга из п.2, но с частотно-зависимыми путями прохождения сигнала, что делает возможным использовать линии задержки небольшой длины. На Рис.31 представлена схема канала с реализацией задержки. Ключевой элемент схемы – модулятор на зеркале с деформируемым покрытием [91]. Модулятор представляет из себя полупроводниковое устройство, состоящее из огромного количества (порядка 10^5) небольших зеркал управляемых механически посредством электрического изменения напряжения. постоянного Оптический сигнал, управляющего модулированный высокочастотным радиосигналом падает на дифракционную решетку, вызывая пространственное Пространственные отображение дисперсионные частотного компоненты спектра луча сигнала. отражаются управляемыми зеркалами с р положением и углом поворота. С помощью настройки положения зеркал, могут быть достигнуты оптические задержки, 61

соответствующие (29) и (30). Сигнал с временной задержкой затем смешивается со вторым сигналом, для получения радиосигнала с требуемой временной задержкой. Рисунок31. Схема организации временной задержки на секциях свободного пространства с дисперсией Высокодисперсионные оптические линии Использование дисперсионных сред позволяет сократить размеры модуля временной оптической задержки, как в кабельном, так и в интегральном исполнении, а также использовать одну линию задержки с мультичастотным разделением каналов ФАР в модулированном оптическом сигнале, за счет зависимости фазовой скорости оптического сигнала в веществе от частоты. В [92-93] рассмотрено применение эффекта волновой дисперсии в оптических линиях для реализации линий временных задержек. Одним из ключевых элементов подобных схем является источник оптического излучения с большой границей перестройки. Авторы [92] предлагают использовать так называемый – лазер, (рассматривается в [94]) – структуру, состоящую из резонатора Фабри — Перо, эрбиевого усилителя, 62

оптического изолятора, оптического волокна и оптических соединений с сохранением поляризации. Схема включения – лазера показана на Рис.32. В результате работы такой дисперсионной схемы, при изменении длины волны на 50 нм достигается временная задержка порядка 1.8 нс [94]. При использовании более высокодисперсионного кабеля потребуется меньший оптический настроечный диапазон при большем изменении шага задержки. Упомянутый рабочий предел системы [94] порядка 12.5 нс временной задержки на несущей частоте 10 ГГц, выше которого задержка, генерируемая системой перестает быть частотно независимой. Рисунок 32. Схема включения – лазера В [95] представлена система линии задержек каналов антенной решетки, основанная на [94]. В блоке используется делитель и набор паралельных оптических линий с одинаковой групповой задержкой, состоящих из различных пропорций бездисперсионных и дисперсионных оптических линий. (Рис. 9). Таким образом, в результате изменения оптической длины волны регулируемым лазером, изменяется разница величин задержек, вносимых дисперсионными частями оптических линий. 63

Рисунок 32. Схема организации временной задержки в каналах ФАР на высокодисперсионных оптических линиях В [96] представлена схема управления лучом антенной решетки с использованием регулируемого модуля дисперсионной компенсации (DCM) в комбинации с мультичастотным оптоволоконным кольцом (Рис. 33). Каждому элементу антенной решетки соответствует своя длина волны. Временная задержка для конкретной длины волны задается настройкой дисперсионного компенсатора. Максимальная задержка между антенными элементами должна составлять порядка ± 150 пс для сканирования в диапазоне от 0 ° до 180 ° в системе с несущей 10 ГГц. За счет большого диапазона задержки в [96] достигается угол сканирования в 180 градусов для антенной решетки с небольшим количеством элементов (4). 64

Рисунок 33. Схема управления лучом ФАР с использованием регулируемого модуля дисперсионной компенсации В [97-103] представлены экспериментальные стенды модулей генераций временной задержки, использующие волоконную брэгговскую решётку (FBG). Волоконная брэгговская решётка – это разновидность дифракционной решетки, сформированная в светонесущей сердцевине оптического волокна (Рис. 34). Падающий модулированный оптический сигнал с длиной волны проходит через периодическую структуру с чередующимся коэффициентом преломления, что приводит к отражению света распространяющегося вдоль волокна в узком диапазоне длин волн, формируя задержку пропорциональную удвоенной длине брэгговской решётки. Подробный принцип работы волоконной брэгговской решётки рассмотрен в [104]. 65

Рисунок 34. Брэгговская решетка в оптическом волокне В [105-106] приведены схемы формирования луча с временными задержками, основанными на дисперсионной матрице и спектральном уплотнении каналов. Дисперсионная матрица содержит дисперсионных элементов с экспоненциально увеличивающейся дисперсией на каждом последующем элементе Многоволновый лазер и генерирует набор оптических ключей 2 x 2. равноотстоящих гармоник, соответствующих элементам антенной решетки. Дисперсионные элементы матрицы могут быть любыми частотно-зависимыми компонентами временной задержки. Посредством управления оптическими ключами подбирается необходимая частотно-зависимая задержка дисперсионной матрицы, после чего демультиплексированный сигнал подается на соответствующие излучающим элементам фотодетекторы (Рис.35). 66

Рисунок 35. Схема управления лучом ФАР с использованием программно – дисперсионной матрицы Как видно, обзор научных публикаций показывает довольно большое разнообразие вариантов (как полностью теоретических, так и описания рабочих макетов и лабораторных стендов) построения модулей оптических временных задержек для управления лучом фазированной антенной решетки. Тем не менее, все методы реализации временной задержки можно свести к двум основным принципам: 1) Оптический сигнал, подвергшийся широкополосной модуляции проходит через одну из оптических линий из набора линий разной протяженности, либо проходит через оптическую линию, длина которой изменяется механически. В некоторых случаях, вместо оптических линий используются секции свободного пространства. 67

2) Оптический сигнал, подвергшийся широкополосной модуляции, с использованием генератора с перестройкой несущей оптической частоты сигнала, либо используя многоволновый оптический генератор несущей, проходит через высокодисперсионную среду фиксированной длины. В случае использования бездисперсионных линий задержек, временная задержка будет пропорциональна длине линии, главными недостатками такой реализации являются: 1) Для каждого элемента антенной решетки потребуется собственный набор линий задержек, и максимальная временная задержка будет пропорциональна максимальной используемой длине оптической линии/секции свободного пространства, что скажется на габаритах и размерах системы; 2) Высокие потери в оптических ключах и делителях. К достоинствам таких схем можно отнести использование оптического источника фиксированной частоты и простоту программного переключения бинарных линий задержек. В случае использования высокодисперсионных линий задержек, временная задержка, кроме длины линии, будет пропорциональна коэффициенту дисперсии линии и длине волны сигнала. Главными недостатками такой реализации являются: 1) Наличие требований на точность перестройки лазера; 2) Потери на деление, мультиплексирование/демультиплексирование; К достоинствам таких схем можно отнести меньшие, по сравнению с модулями с низкодисперсионными линиями, габариты, возможность использования одной оптической линии с частотным мультиплексированием. 68

Кроме достоинств, обозначенных выше, в отличии от консервативных методов формирования луча, оптическая система устраняет потребность в СВЧ-смесителях и управляемых фазовращателях, вычислениях фазовых сдвигов для каждого элемента АР, при этом предоставляя обработку сигналов в реальном времени и высокое пространственное разрешение [107]. Потребность в использовании оптического формирования луча для ФАР растет, вместе с возрастающей потребностью на использование частотных диапазонов 35 ГГц, 60 ГГц и 90 ГГц для РЛС, персональной коммуникации, автомобильных систем предупреждения коллизий; созданию больших ФАР, количество элементов которых достигает нескольких тысяч. Соответственно стоит вопрос о снижении стоимости компонентов всех систем с управлением лучом ДН, комбинации увеличении скорости многоэлементных параллельных вычислений, ФАР (пространственная задачи концентрация высоких мощностей, высокое азимутальное/угловое разрешение) и широкой полосы сигнала (каналы большой информационной плотности, высокого разрешения по дальности, снижение влияния мультилучевого распространения, частотной зависимости сканирования). Интерес в широкой полосе, как упоминалось в г. 1, также обусловлен построением мультифункциональных решеток, которые одновременно могут выполнять функции нескольких типов радаров, РЭБ и каналов связи. Несмотря на трудности создания такой системы, она предоставляет множество полезных преимуществ, в особенности для военных РЭС, таких как: уменьшение ЭПР радара, уменьшение общей стоимости апертур антенн и функционального апгрейда/ремонта РЭС, лучшая производительность и т.д. В дополнении к требованиям по полосе, многоканальная система требовательна к влиянию электромагнитной интерференции. 69

Другие, не часто упоминаемые, современные требования некоторых систем включают гибкость и износостойкость возможность удаленного размещения блока подводящих трактов, обработки сигнала и использование протяженных подводящих трактов без дополнительных усилителей, устойчивость к электрическим разрядам и т.д. В отличии от классических аналогов, оптические формирователи уже удовлетворяют почти всем из вышеперечисленных требований [108 – 109]. Выводы: Данная и предыдущая главы являются введением в предметную область радиофотоники. Во второй главе приводятся история возникновения и современное состояние области. В третьей главе рассматриваются основные составляющие компоненты радиофотонного канала для антенных решеток с электронным сканированием и некоторые их технические характеристики. Основное внимание уделено построению оптических формирователей лучей на временных задержках, что является основой построения радиофотонной ФАР. Проведен широкий обзор научных публикаций последних лет, приводятся различные варианты реализации радиофотонных формирователей лучей с ссылками на конкретные работы, рассматриваются достоинства и недостатки предлагаемых научным сообществом решений. 4 Моделирование радиофотонного канала В настоящем разделе проводится моделирование радиофотонного канала фазированной антенной решетки с управлением лучом посредством 70

временных задержек в оптической области и исследуется влияние частотной зависимости коэффициента усиления широкополосной антенной решетки, потерь на распространение в свободном пространстве и атмосферных потерь на качество обнаружения сигнала. Чтобы лучше оценить влияние использования временных задержек на частотно-зависимый характер формирования диаграмм направленности широкополосной ФАР, описанный в главе 3, рабочий диапазон частот моделируемой широкополосной радиофотонной ФАР был выбран от 8 до 12 ГГц. Модель радиофотонного канала. Рисунок 36. Модель радиофотонного канала в среде разработки OptiSystem На Рис. 36 изображена модель радиофотонного канала ФАР в среде моделирования оптоэлектронных систем OptiSystem. Оптический сигнал, генерируемый CW-лазером с помощью модулятора Маха-Цендера 71

модулируется PSK-сигналом, и, после прохождения оптической линии, производящей временную задержку оптического сигнала, зависящую от длины линии, переводится в область радиочастот при помощи p-i-nфотодиода. Основные компоненты системы: 1) - генератор последовательности Лежандра; 2) -блок фазовой модуляции; 3) - полосно – пропускающий фильтр; 4) - модулятор Маха – Цендера; 5) - блок временной задержки; 6) - фотодетектор; Модулирующий сигнал В качестве модулирующего сигнала в модели используется фазоманипулируемый (PSK) сигнал с центральной частотой 10 ГГц, 72

формируемый с помощью последовательности Лежандра длинной N = 7919. На Рис. 37-38 изображены осциллограмма и спектр сигнала до фильтрации, на Рис. 39-40 после широкополосной фильтрации соответственно. Полоса полосно-пропускающего фильтра – 4 ГГц. Последовательность Лежандра является минимаксной последовательностью на основе двузначного характера и имеют хорошую периодическую автокорреляционную функцию (АКФ) (максимальный центральный пик и минимальный уровень боковых лепестков), что является наиболее важной характеристикой дискретных последовательностей для применения в радиолокации [110-111]. В дальнейшем будет рассмотрено влияние частотно зависимых искажений в широкополосной решетке на уровень боковых лепестков АКФ. В качестве генератора последовательности Лежандра, использовался компонент - функция Matlab [112-113]: function ls = qrseq(p) if p<3 || ~isprime(p) error('qrseq:primality', 'p must be an odd prime.'); end if eps((p/2)^2) > 1 error('qrseq:toobig', 'p is too large.'); end ls = [0 -ones(1,p-1)]; ls(1+mod((1:(p-1)/2).^2,p)) = 1; end 73

Рисунок 37. Осциллограмма PSKсигнала, сформированного последовательностью Лежандра Рисунок 38. Спектр PSKсигнала, сформированного последовательностью Лежандра Рисунок 39. Осциллограмма PSK сигнала, сформированного последовательностью Лежандра после фильтрации 74

Рисунок 40. Спектр PSKсигнала, сформированного последовательностью Лежандра Несущий оптический сигнал В качестве несущего оптического сигнала использовалась модель CWлазера, работающего на частоте 193.1 ТГц (длина волны - 1552.52 нм) с выходной мощностью 0 дБм. Выходной оптический спектр представлен на Рис. 41. Рисунок 41. Оптический спектр CW- лазера Модулятор Маха – Цендера Модель модулятора представляет собой модулятор интенсивности, основанный на интерферометрическом принципе, состоящий из двух 3 дБ ответвителей, соединённых двумя волноводами одинаковой длины (Рис. 42). Внешнее приложенное напряжение модулирующего сигнала изменяет показатели преломления в волноводных ветвях (электрооптический эффект), приводя к конструктивной, либо деструктивной интерференции на выходе, в зависимости от приложенного напряжения, модулируя выходную 75

интенсивность в соответствии с напряжением модулирующего сигнала. Подробнее принцип работы MZM рассмотрен в главе 3. Рисунок 42. Модель модулятора Маха-Цендера Уравнения, описывающие поведение модулятора Маха-Цендера: (31) (32) , (33) где - разность фаз между двумя ветвями модулятора, –изменение фазы сигнала, extrat – коэффициент экстинции (отношение между максимальной и минимальной выходной оптической мощностью), – входной электрический сигнал[114]. 76

Результатом работы модулятора является промодулированный несущий оптический сигнал, оптический спектр которого представлен на Рис. 43. Рисунок 43. Оптический спектр сигнала на выходе МZM Оптические линии задержки Модель оптического волокна имитирует распространение оптического поля в одномодовом волокне с центральной рабочей длиной волны - 1550 нм, потерями на распространение - 0.2 дБ/км и генерацию временной задержки. Для упрощения модели оптическая линия принята низкодисперсионной, фазовая скорость в линии равна c. Примем межэлементное расстояние линейной ФАР, в которой будет использоваться моделируемый радиофотонный канал, при сканировании с дифракционными максимумами сканирования в и максимальном угле 0.017 м (34). Количество элементов в плоскости сканирования Nx = 20. (34) 77

Тогда, согласно (20), максимальная временная задержка, необходимая для обеспечения сканирования должна быть порядка 860 пс (35), при длине линии 0.26 м (20). (35) Фотодетектор Модель p-i-n-фотодиода на арсениде галлия (InGaAs) используется для преобразования оптического сигнала в электрический ток. O/E преобразование происходит на основе параметра чувствительности, о котором говорилось в главе 3. На Рис. 44 изображен график зависимости чувствительности p-i-n-фотодиода от длины волны оптического сигнала [115]. Рисунок 44. Зависимость чувствительности p-i-n фотодетектора от длины волны Результатом работы фотодетектора является выходной демодулированный электрический сигнал, спектр и осциллограмма которого изображены на Рис. 45. и Рис. 46 соответственно. 78

Рисунок 45. Спектр электрического сигнала на выходеp-i-nфотодетектора Рисунок 46. Осциллограмма электрического сигнала на выходе p-i-n фотодетектора На Рис. 47 изображены сравнительные осциллограммы сигналов на выходах фотодетекторов, подключенных к линиям с разностью временной задержки 100 пс. На Рис. 48 изображены сравнительные осциллограммы сигналов с разностью временной задержки 500 пс. 79

Рисунок 47. Сравнительные осциллограммы сигналов с разностью временной задержки 100 пс 80

Рисунок 48. Сравнительные осциллограммы сигналов с разностью временной задержки 500 пс Результаты моделирования В результате моделирования в среде OptiSystem получена модель радиофотонного канала ФАР, предоставляющая набор истинных временных задержек для обеспечения частотно-независимого сканирования лучом ДН ФАР в пределах заданных углов сканирования. Частотная зависимость сканирования а) б) Рисунок 49. Частотная зависимость сканирования с использованием а) фазовращателей; б) оптических временных задержек В среде математического моделирования Matlab построена модель ФАР с частотно-независимым управлением лучом ДН. Для сравнения, на Рис. 49 а изображена частотная зависимость сканирования лучом диаграммы 81

направленности при использовании классических фазовращателей, на Рис. 49 б при использовании оптических линий задержки. Диаграмма направленности АР в модели задается уравнением: ,(36) где , - координаты i-го излучателя по осям x и y; θ, φ - углы наблюдения; - углы, определяющие направление сканирования луча; N - количество излучателей. Частотная зависимость коэффициента усиления АР задается уравнением: , (37) где – рабочая длина волны, эффективная площадь антенны. Эффективная площадь антенны в модели принимается за константу. Потери при распространении сигнала в свободном пространстве Потери при прохождении сигнала в свободном пространстве (FSPL) представляют собой потерю мощности сигнала электромагнитной волны, которая будет возникать в следствии расходимости луча микроволнового сигнала на линии прямой видимости (без препятствий вызывающих отражение или дифракцию)[116]. Выражение для FSPL фактически включает в себя два эффекта: зависимость потерь от расстояния и частоты (38). 82

, (38) где расстояние до цели;формула предполагает, что цель находится в дальней зоне антенной решетки. В модели расстояние до цели принимается равным 5000 м. Атмосферные потери Атмосферные поглощением потери в электромагнитных основном волн обусловлены атмосферными рассеянием и газообразными компонентами (преимущественно кислородом и водяными парами) и имеют небольшой вклад в полные потери в 10 ГГц диапазоне. В модели применяется функция затухания атмосферного газа, основанная на данных Международного союза электросвязи (МСЭ) [117]. Для расчета потерь модель вычисляет затухание как функцию температуры окружающей среды, давления, плотности водяного пара и частоты сигнала. При этом принимается, что путь прохождения сигнала содержится полностью в однородной среде и параметры атмосферы не изменяются вдоль пути прохождения сигнала. Принимаются следующие параметры среды: Температура T = 15゜; Атмосферное давление равное среднему давлению на уровне моря P = 101300 кПа; Плотность водяного пара W = 7.5 г/м^3. На Рис. 50 представлены графики частотной зависимости коэффициента усиления широкополосной решетки и частотной зависимости суммарных потерь на распространение. Как видно из Рис. 50, графики 83

усиления и потерь имеют близкий к симметричному характер относительно центральной рабочей частоты. Рисунок 50. Взаимная зависимость коэффициента усиления и потерь на распространение На Рис. 51 показана АЧХ канала, учитывающая взаимное влияние коэффициента усиления и потерь. 84

Рисунок 51. АЧХ канала Влияние АЧХ канала на автокорреляционную функцию сигнала Кросс-корреляционная функция используется для измерения сходства при обнаружении и извлечения радиолокационных сигналов. Кросскорреляция между сигналами и задается функцией: (39) АКФ последовательности Лежандра, с N = 7919, использованной в модели радиофотонного канала, спектр которой изображен на Рис. 52. имеет автокорреляционную функцию изображенную на Рис. 54 а. Спектры промодулированного сигнала без учета АЧХ канала и с учетом удвоенного влияния АЧХ канала (Рис. 51) (в случае использования одной антенны на прием и передачу) изображены на Рис. 53. На Рис. 54 б изображена кросскорреляционная функция между модулирующей последовательностью 85

Лежандра и демодулированным сигналом после прохождения рассматриваемого выше канала. Рисунок 52. Спектр последовательности Лежандра Рисунок 53. Спектр промодулированного сигнала с учетом и без учета потерь на прохождение канала 86

а) б) Рисунок 54. а) АКФ сигнала б) АКФ сигнала с учетом АЧХ широкополосного канала Различие в уровне УБЛ корреляционных функций с учетом и без учета АЧХ широкополосного канала достигает более 1 дБ, что не является сколь либо критическим значением для качества обнаружения сигнала, однако, должно быть учтено при достижении крайне малых уровней УБЛ АКФ (менее – 60 дБ). Для нивелирования влияния рассмотренного эффекта возможно использование частотных коэффициентов, фильтра с заданным АЧХ, либо внесение предыскажений в сигнал. Выводы: В данной главе была получена модель радиофотонного канала ФАР, выполняющая O/E и E/О преобразование и использующая оптические линии переменной длины для генерации сетки временных задержек. Получены временные задержки соответствующие заданному максимальному углу сканирования многоэлементной антенной решетки c заданным углом 87

сканирования. отклонения Продемонстрировано луча широкополосной (beamsquinting) АР. Исследовано влияние при частотно-зависимого традиционном влияние сканировании частотной зависимости коэффициента усиления АР и потерь на распространение сигнала в пространстве на АКФ детектируемого сигнала. В заключении главы, можно сказать, что в данной модели не учитывается большой ряд как радиофотонных эффектов, в том числе джиттер модулирующего и оптического источника сигналов, влияние шумов отдельных компонентов (шумы фотодетектора и т.п.) на производительность системы, высокодисперсионные оптические среды и т.д., так и других эффектов, проявляющихся в широкополосных системах - влияние АЧХ широкополосных излучателей, использование различных широполосных сигналов, и т.д. Данная глава, как и вся работа в целом предоставляет лишь базовую модель, основу для проектирования принципиально новых радиолокационных систем. Построение полной модели является трудоемкой задачей, требует комплексного подхода к проектированию широкополосной радифотонной системы, подбор доступной технической базы и исследования влияния множества факторов искажения сигнала, как в электрической, так и в оптической форме. Заключение В ходе работы были рассмотрены требования к современным радиолокационным системам. Обозначены проблемы и ограничения применения классических радиотрактов для электронного сканирования и передачи энергии внутри РЛС. Рассмотрена история возникновения и 88

современное состояние радиофотоники как технической области знания применимой для построения принципиально нового поколения РЛС. Был проведен обзор научных публикаций и собран теоретический материал по теме исследования. Последовательно была изложена теория, касающаяся основных составляющих компонентов радиофотонного канала для антенных решеток с электронным сканированием и некоторых их технических характеристик. Подробно рассмотрена концепция истинно-временной задержки и различные типы радиофотонных формирователей диаграмм направленности применяющих эту концепцию. В результате работы получена модель радиофотонного канала, использующая оптические линии переменной длины для генерации сетки временных задержек. Исследовано влияние частотной зависимости коэффициента усиления широкополосной антенной решетки, использующей временные задержки, и потерь на распространение сигнала в пространстве на автокорреляционную функцию детектируемого антенной решеткой сигнала. В работе не были затронуты такие перспективные области как фотонные аналого-цифровые преобразователи [118-119] и возможность построения цифровых антенных решеток на их основе. В продолжении исследование может включать обширный обзор по данным темам, а также построение более полной модели радифотонного канала, исследование влияния характеристик различных компонентов на работу системы. 89

Список использованной литературы 1. Gaspare Galati, 100 Years of Radar, Springer, 2015, ISBN:3319005847 2.Активные фазированные антенные решетки. Под ред. Д.И. Воскресенского и A. И. Канащенкова. М.: Радиотехника, 2004. 488 с. 3. Григорьев Л.Н. Цифровое формирование диаграммы направленности в фазированных антенных решетках М.: Радиотехника, 2010. 144 с. ISBN: 978-5-88070-243-5. 4. Привалов Е.Е. Электротехнические материалы систем электроснабжения, 2016 ISBN: 9785447576196. 5. Чистюхин В.В. Антенно-фидерные устройства МИЭТ 2001. 6. R. C. Hansen, Microwave Scanning Antennas. New York: Academic, 1966, vols. 2, 3. 7. M. I. Skolnik, Introduction to Radar Systems, 3rd ed. New York, NY:McGraw-Hill, 2001. 8. W. Doerry, “SAR processing with stepped chirps and phased array antennas,” Sandia National Laboratories, Tech. Rep. SAND2006-5855, Sep. 2006. 9. I. Frigyes, J. Seeds, "Optically Generated True-Time Delay in PhasedArray Antennas", IEEE Trans. on MTT, vol. 43, no. 9, pp. 2378-2386, September 1995. 10. “True Time-Delay Beamsteering for Radar” Matt Longbrake, Wright State University, Air Force Research Laboratory, Sensors Directorate Dayton, OH. 11. Barry L. Shoop Photonic Analog-to-Digital Conversion, 2001, ISBN 978-3-642-07460-8 . 12. RK. Ushami: EDN pp. 157-162 (1991). 13. RH. Walden: IEEE Cornrnun. Mag. 37, 96-101 (1999). 90

14. Berceli, T. and Herczfeld, P. R., “Microwave photonics—a historical perspective,” IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, 58(11), 2992– 3000 (2010). 15. Toman, D. “Towed Decoy with Fiber Optic Link,” US Patent 4,808,999, 28 Feb (1989). 16. Chiddix, J. A., Laor, H., Pangrac, D. M., Williamson, L. D., and Wolfe, R. W., “AM video on fiber in CATV systems: need and implementation,” IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 8(7), 1229–1239 (1990). 17. Nazarathy, M., Berger, J., Ley, A. J., Levi, I. M., and Kagan, Y., “Progress in externally modulated AM CATV transmission systems,” Journal of Lightwave Technology, 11(1), 82–105 (1993). 18. Phillips, M. R., and Ott, D. M., “Crosstalk due to optical fiber nonlinearities in WDM CATV lightwave systems,” Journal of Lightwave Technology, 17(10), 1782–1792 (1999). 19. Webber, J. C. and Pospieszalski, M. W., “Microwave instrumentation for radio astronomy,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 50(3), 986–995 (2002). 20. Lockman, F. J., “The Green Bank Telescope: an overview,” Proceedings of SPIE, 3357, 656–665 (1998). 21. Prestage, R. M., Constantikes, K. T., Hunter, T. R., Kinig, L. J., Lacasse, R. J., Lockman, F. J., and Norrod, R. D., “The Green Bank Telescope,” Proceedings of the IEEE, 97(8), 1382–1390 (2009). 22. Testi, L. and Walsh, J., “The inauguration of the Atacama large millimeter/submillimeter array,” The Messenger, 152, 2–6 (2013). 23. Thacker, D. L., and Shillue, B., “Atacama large millimeter array local oscillator: how photonics is enabling millimeter-wave astronomy,” in 2011 Optical Fiber Communication Conference, paper OThJ1, (2011). 91

24. Ramo, S., Whinnery, J. R., and Duzer, T. V., Fields and Waves in Communications Electronics, p. 413, Wiley, New York (1994). 25. Hartog, A. H., Conduit, A. J., and Payne, D. N., “Variation of pulse delay with stress and temperature in jacketed and unjacketed optical fibers,” Optical and Quantum Electronics, 11(3), 265–273 (1979). 26. Roman, J. E., Nichols, L. T., Williams, K. J., Esman, R. D., Tavik, G. C., Livingston, M., and Parent, M. G., “Fiber-optic remoting of an ultrahigh dynamic range radar,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 46(12), 2317–2323 (1998b). 27. Lau, K. Y. and Yariv, A., “Ultra-high speed semiconductor lasers,” IEEE Journal of Quantum Electronics, 21(2), 121–138 (1985). 28. Gregory E. Obarski and Paul D. Hale How to measure relative intensity noise in lasers 05/01/1999. 29. Coldren, L. A., Corzine, S. W., and Mashanovitch, M. L., Diode Lasers and Photonic Integrated Circuits, Wiley (2012). 30. Kaminow, I. P. and Turner, E. H., “Electrooptic light modulators,” Applied Optics, 5(10), 1612–1628 (1966). 31. Esman, R. D., Goldberg, L., and Weller, J. F., “Feedback induced microwave signal dropout in 0.83 μm fibre-optic links,” Electronics Letters, 24(6), 347–349 (1988). 32. Towe, E., Leheny, R. F., and Yang, A., “A historical perspective of the development of the vertical-cavity surface-emitting laser,” IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, 6(6), 1458–1464 (2000). 33. Siegman, A. E., Lasers, University Science Books, Mill Valley (1986). 34. Powell, R. C., Physics of Solid-State Laser Materials, Springer, New York (1998). 92

35. Digonnet, M.J. F. (editor), Rare-Earth-Doped Fiber Lasers and Amplifiers, Marcel Dekker, New York (2001). 36. Geng, J., Staines, S., Wang, Z., Zong, J., Blake, M., and Jiang, S., “Highly stable low-noise Brillouin fiber laser with ultranarrow spectral linewidth,” IEEE Photonics Technology Letters, 18(17), 1813–1815 (2006). 37. Dianov, E. M. and Prokhorov, A. M., “Medium-power CW Raman fiber lasers” IEEE Journal on Selected Topics in Quantum Electronics, 6(6), 1022–1028 (2000). 38. Moslehi, B., “Noise power spectra of optical two-beam interferometers induced by the laser phase noise,” Journal of Lightwave Technology, 4(11), 1704– 1710 (1986). 39. Tkach, R. W. and Chraplyvy, A. R., “Phase noise and linewidth in an InGaAsP DFB laser,” Journal of Lightwave Technology, 4(11), 1711–1716 (1986). 40. Obarski, G. E. and Splett, J. D., “Measurement assurance program for the spectral density of relative intensity noise of optical fiber sources near 1550 nm” NIST Special Publication 250–57, US Government Printing Office (2000). 41. Haus, H. A., Electromagnetic Noise and Quantum Optical Measurements, Springer, Germany (2000a). 42. Yamamoto, Y. and Inoue, K., “Noise in amplifiers,” Journal of Lightwave Technology, 21(11), 2895–2915 (2003). 43. Mears, R. J., Reekie, L., Jauncey, I. M., and Payne, D. N., “Low-noise erbium-doped fibre amplifier operating at 1.54 μm, ” Electronics Letters, 23(19), 1026 (1987). 44. Kenyon, A. J., “Recent developments in rare-earth doped materials for opto-electronics,” Progress in Quantum Electronics, 26, 225–284 (2002). 45. Yamada, M., Shimizu, M., Okayasu, M., Takeshita, T., Horiguchi, M., 93

Tachikawa, Y., and Sugita, E., “Noise characteristics of Er3+-doped fiber amplifiers pumped by 0.98 and 1.48 μm laser diodes,” IEEE Photonics Technology Letters, 2(3), 205–207 (1990). 46. Poole, S. B., Payne, D. N., Mears, R. J., Fermann, M. E., and Laming, R. I., “Fabrication and characterization of low-loss optical fibers containing rare-earth ions,” Journal of Lightwave Technology, 4(7), 870–876 (1986). 47. Paschotta, R., Nilsson, J., Tropper, A. C., and Hanna, D. C., “Ytterbiumdoped fiber amplifiers,” IEEE Journal of Quantum Electronics, 33(7), 1049–1056 (1997). 48. Whitley, T. J., “A review of recent system demonstrations incorporating 1.3-μm praseodymium-doped Ŕuoride fiber amplifiers,” Journal of Lightwave Technology, 13(5), 744–760 (1995). 49. Erbium-Doped Fiber Amplifiers: Fundamentals and Technology; Philippe M. Becker, Anders A. Olsson, Jay R. Simpson Academic Press, Mar 15, 1999 - Technology & Engineering - 460 pages. 50. Rottwitt, K. and Stentz, A. J., “Raman amplification in lightwave communication systems,” in Optical Fiber Telecommunications IVA, I. Kaminow and T.Li (editors), Academic (2002). 51. Tkach, R. W. and Chraplyvy, A. R., “Fibre Brillouin amplifiers,” Optical and Quantum Electronics, 21, S105–S112 (1989). 52. ШенИ. Р. Принципынелинейнойоптики = Shen Y. R. The principles of nonlinear optics. — Москва: Наука, 1989. — ISBN 5-02-014043-0. 53. Strutz, S. J. and Williams, K. J., “Low-noise hybrid erbium/Brillouin amplifier,” Electronics Letters, 36(16), 1359–1360 (2000). 54. Nielsen, T. N., Stentz, A. J., Rottwitt, K., Vengsarkar, D. S., Chen, Z. J., Hansen, P. B., Park, J. H., Feder, K. S., Strasser, T. A., Cabot, S., Stulz, S., Peckham, D. W., Hsu, L., Kan, C. K., Jurdy, A. F., Sulhoff, J., Park, S. Y., Nelson, 94

L. E., and Gruner-Nielsen, L., “3.28-Tb/s (82x40 Gb/s) transmission over 3x100 km nonzero-dispersion fiber using dual C- and L-band hybrid Raman/erbiumdoped inline amplifiers,” in Optical Fiber Communications Conference PostDeadline Digest, Paper PD23-1, 236 (2000). 55. Simon, J. C., “GaInAsP semiconductor laser amplifiers for single-mode fiber communications,” Journal of Lightwave Technology, 5(9), 1286–1295 (1987). 56. Olsson, N. A., “Semiconductor optical amplifiers,” Proceedings of the IEEE, 80(3), 375–382 (1992). 57. O’Mahony, M. J., “Semiconductor laser optical amplifiers for use in future fiber systems,” Journal of Lightwave Technology, 6(4), 531–544 (1988). 58. Gopalakrishnan, G. K., Bulmer, C. H., Burns, W. K., McElhanon, R. W., and Greenblatt, A. S., “40 GHz, low half-wave voltage Ti:LiNbO3 intensity modulator,” Electronics Letters, 28(9), 826–827 (1992). 59. Haga, H., Izutsu, M., and Sueta, T., “LiNbO3 traveling-wave light modulator/switch with an etched groove,” IEEE Journal of Quantum Electronics, 22(6), 902–906 (1986). 60. C. H. Bulmer, S. K. Sheem, R. P. Moeller, W. K. Burns, "Fabrication of flip-chip optical couplers between single mode fibers and LiNbO3 channel waveguides", IEEE Trans. Components Hybrids Manufact. Technol., vol. CHMT4, pp. 350-355, 1981. 61. Ackerman, E. I., “Broad-band linearization of a Mach-Zehnder electrooptic modulator,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 47(12), 2271–2279 (1999). 62. Urick, V. J., Hutchinson. M. N., Singley, J. M., McKinney, J. D., and Williams, K. J., “Suppression of even-order photodiode distortions via 95

predistortion linearization with a bias-shifted Mach-Zehnder modulator,” Optics Express, 21(12), 14368–14376 (2013). 63. Zhu, G., Liu, W., and Fetterman, H. R., “A broadband linearized coherent Analog fiber-optic link employing dual parallel Mach-Zehnder modulators,” IEEE Photonics Technology Letters, 21(21), 1627–1629 (2009). 64. Leeson, M. S., Payne, F. P., Mears, R. J., Carroll, J. E., Roberts, J. S., Pate, M.A., and Hill, G., “Design and fabrication of a planar, resonant FranzKeldysh optical modulator,” IEE Colloquium on Optics in Computing, 8 (1988). 65. Ranalli, E. R., and Sonek, G. J., “Narrow bandwidth electrooptic polarization modulator using GaAs quantum-well waveguides,” IEEE Photonics Technology Letters, 3(4), 320–323 (1991). 66. Liu, A., Samara-Rubio, D., Liao, L., and Paniccia, M., “Scaling the modulation bandwidth and phase efficiency of a silicon optical modulator,” IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics, 11(2), 367–372 (2005). 67. Ejeckam, F. E., Chua, C. L., Zhu, Z. H., Lo, Y. H., Hong, M., and Bhat, R.,“High-performance InGaAs photodetectors on Si and GaAs substrates,” Applied Physics Letters, 67(26), 3936–3938 (1995). 68. David Bailey Edwin Wright Practical Fiber Optics 1st Edition 2006 Paperback ISBN: 978075065800. 69. Ozeki T. and Hara, E. H., “Measurements of nonlinear distortion in photodiodes,” Electronics Letters, 12(3), 80–83 (1976). 70. Esman, R. D. and Williams, K. J., “Measurement of harmonic distortion in microwave photodetectors,” IEEE Photonics Technology Letters, 2(7), 502–504 (1990). 71. Esman, R. D. and Williams, K. J., “Wideband efficiency improvement of fiber optic systems by carrier subtraction,” IEEE Photonics Technology Letters, 7(2), 218–220 (1995). 96

72. Kashima, N., Passive Optical Components for Optical Fiber Transmission, Boston: Artech House, USA (1995). 73. Matt Longbrake., True Time-Delay Beamsteering for Radar., Wright State University Air Force Research Laboratory Sensors Directorate Dayton, OH. 74. M. 1. Skolnik, Radar Handbook, 1st ed. New York: McGraw-Hill, 1970. 75. I. Frigyes, J. Seeds, "Optically Generated True-Time Delay in PhasedArray Antennas", IEEE Trans. on MTT, vol. 43, no. 9, pp. 2378-2386, September 1995. 76. W. Ng, A. Walston, G. Tangonan, J. J. Lee, 1. Newberg, and F. Bernstein, “The first demonstration of an optically steered microwave phased array,” J. LightWave Technol., vol. 9, no. 9, pp, 1124-1 131. 77. “Optical steering of dual-band,” Electron. Letf., vol. 26, pp. 791792, 1990. 78. W. D. Jemison and P. R. Herczfeld, “Acoustooptically controlled true time delays,’’ IEEE Microwave and Guided Wave Lefl., vol. 3, no. 3, pp. 7274, 1993. 79. 12, p. 1364, Dec. 1984. E. Ackerman ef al., “Integrated 6-bit photonic true-time-delay unit for light 3-6 GHz radar beamformer,” in 1992 IEEE MTT Microwave Symp. Dig., Albuquerque, NM, June 1992, vol. 2, pp. 681-684. 80. H.Zmuda, E.N.Toughlian, “Photonic aspects of modern radar”. BostonLondon: Artech House, 1994. 81. A.Kumar, “Antenna design with fiber optic”. Boston-London: Artech House, 1996. 97

82. C. Chen, Y. Yi, F. Wang, Y. Yan, X. Sun, D. Zhang, "Ultra-long compact optical polymeric array waveguide true-time-delay line devices", IEEE J. Quantum Electron., vol. 46, no. 5, pp. 754-761, May 2010. 83. D. Dolfi. P. Huienard. and K. Baril. “Optically controlled true time delays for phased array antenna,” EPIE, vol. 1102, p. 152, 1989. 84. N. A. Riza, “Transmit-receive time-delay beam-forming optical archi-tecture for phased-array antennas,” Appl. Opt, vc~l. 10, no. 32, pp. 4594-95, Nov. IO, 1991. 85. Zhenhai Fu, Richard Li, and Ray T. Chen “Compact broadband 5-bit photonic true-time-delay module for phased-array antennas” OPTICS LETTERS / Vol. 23, No. 7 / April 1, 1998. 86. IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 14, NO. 8, AUGUST 2002“A Fully Packaged True Time Delay Modulator aK-band Phased Array Antenna System Demonstration” Yihong Chen and Ray T. Chen. 87. P.R. Herczfeld, et al., IEEE MTT-S'87, paper Q-15, pp. 603-606, 1987. 88. A. Daryoush and P. R. Herczfeld et ul., “Optical beam control of mmwave phased array antennas for communications,” Microwave J., vol. 30, no. 3, Mar. 1987. 89. P. R. Herczfeld , “Design for steering accuracy.” IEEE Trans. Antennas Propagation.. vol. 37, no. 9, pp. 1102-1108, Sept. 1989. 90. E. N. Toughlian and H. Zmuda “A photonic variable RF delay line for phased array antenna J. Lightwave Techno/.. vol. 8, no. 12, pp. 1824-1828, 1990. 91. LC. Bovsel. D. Florcnce, and W. W “Deformable mirror light modulators for optical processing SPIE Proc., vol. 1151, pp. 183-194, Aug. 1989. 98

92. R. D. Esman, M. J. Monsma, J. L. Dexter, and D. G. Cooper, “Microwave true-time delay modulator using fiber-optic dispersion,” Electron. Lett., vol. 28, no. 20, pp. 190-07, Sept. ‘24th. 1992. 93. R.Soref, “Optical dispersion technique for time-delay beam steering,” IEEE Trans. Microwave Theor. Techn, vol.43, pp.2387-2394, September 1995. 94. 1. N. Duling and R. D. Esman, “A single-polarization fiber amplifier,” Electron. Lett., vol. 28, pp. 1126-28. 95. R.D.Esman et al., “Fiber-optic prism true time-delay antenna feed” IEEE Photon. Technol. Lett., vol.5, pp. 1347-1349, November 1993. 96. Optical True Time-Delay for Phased-Array Antenna System Using Dispersion Compensating Module and a Multi-wavelength Fiber Laser Hyun-bin Jeon*, Ji Woong Jeong*, Hojoon Lee* (OECC 2012). 97. H.Zmuda et al., “Photonic beamformer for phased array antennas using a fiber grating prism,” IEEE Pho-ton. Technol. Lett., vol.9, pp. 241-243, Feb. 1997. 98. Y.Chang, H.R.Fetterman, B.Tsap, A.F.J.Levi, D.A.Cohen and I.L. Newberg, “Optically con-trolled serially fed array radar,” IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Baltimore, ML, vol.3, TH2C-2, pp.1367-1370, June 1998. 99. J.L. Corral et al., “Continuously variable true time-delay optical feeder for phased array antenna employing chirped fiber gratings,” IEEE Trans. Microwave Theor. Techn, vol.45, pp.1531-1536, August 1997. 100. J.L.Corral, J.Marti and J.M.Fuster, “Optical beam-forming network based on chirped fiber gratings continuously variable true-time-delay lines,”IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Baltimore, ML,vol.3, TH2C-5, pp.1379-1382, June 1998. 101. R.A. Minasian and K.E.Alameh, “Ultimate beam capacity limit of fiber grating based true-time-delay beam-formers for phased arrays,” IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Baltimore, ML, vol.3, TH2C-4, pp.1375-1378, June 1998. 99

102. J.L. Corral, J.Marti and J.M.Fuster, “Optical up-conversion on continuously variable true-time-delay lines, based on chirped fiber gratings for millimeter-wave optical beamforming networks,” IEEE Trans. Microwave Theor. Techn, vol.47, pp.1315-1320, July 1999. 103. B. Tsap et al., “Phased array optically controlled receiver using a serial feed”, IEEE Photon. Tech-nol.Lett., vol.10, pp.69-71, February 1998. 104. K.O.Hill and G.Meltz, ”Fiber Bragg grating technology fundamentals and overview,” J. Lightwave Technol., vol.15, pp.1263-1276, August 1997. 105. Tong T.K. and Ming C. Wu “A novel multiwavelength optically controlled phased array antenna with a programmable dispersion matrix” IEEE 1996. 106. Tong T.K. and Ming C. Wu “Multiwavelength optically controlled phased array antennas” IEEE 1998. 107. Undersea fiber optic cable communications system of the future: Operational, reliability, and systems considerations D. Paul; K. Greene; G. Koepf Journal of Lightwave Technology Year: 1984, Volume: 2, Issue: 4 Pages: 414 425, DOI: 10.1109/JLT.1984.1073638. 108. P. J. Matthews, M. Y. Frankel, R. D. Esman, "A wide-band fiber-optic true-time-steered array receiver capable of multiple independent simultaneous beams", IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 10, pp. 722-724, May 1998. 109. J. J. Lee, "Photonic wideband array antennas", IEEE Trans. Antennas Prop., vol. 43, pp. 965-982, 1995. 110. Program realization of search of code sequences with the set correlation properties; POPRAVKO E. D., MARUSCHENKO S. G. 111. Калмыков В.В., Юдачев С.С. Ансамбли составных кодовых последовательностей // Вестник МГТУ им. Н.Э. Баумана. Сер. «Приборостроение». 1994. №4. С. 101-106. 100

112. P. Borwein, K. K. S. Choi, and J. Jedwab. Binary sequences with merit factor greater than 6.34, IEEE Trans. Inf. Theory, 50(12), December 2004. 113. Berthold K. P. Horn, Interesting eigenvectors of the Fourier transform, Transactions of the Royal Society of South Africa, Vol. 65(2), June 2010, 100-106 114. Y. Ogiso, Y. Tsuchiya, S. Shinada, S. Nakajima, T. Kawanishi, H. Nakajima, "High extinction-ratio integrated Mach-Zehnder modulator with active y-branch for optical ssb signal generation", IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 22, no. 12, pp. 941-943, Jun. 2010. 115. Agrawal, G.P., Fiber-Optic Communication Systems. John Wiley & Sons, New York, (1997). 116. IEEE 145-2013 IEEE Standard for Definitions of Terms for Antennas. 117. Radiocommunication Sector of International Telecommunication Union. Recommendation ITU-R P.676-10: Attenuation by atmospheric gases 2013. 118. “Photonic Analog-to-Digital Conversion” Patrick T. Callahan, Michael L. Dennis, and Thomas R. Clark Jr. JOHNS HOPKINS APL TECHNICAL DIGEST, VOLUME 30, NUMBER 4 (2012). 119. “Photonic ADC: overcoming the bottleneck of electronic jitter” Anatol Khilo, Matthew E. Grein, Amir H. Nejadmalayeri and others. 101

Рецензии:

Авторизуйтесь, чтобы добавить рецензию

- у работы пока нет рецензий -

Отзывы:

Авторизуйтесь, чтобы оставить отзыв